車載CAN-FD的抗擾度評(píng)估技術(shù)


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來(lái)源:智能汽車開發(fā)者平臺(tái) Miyuki Mizoguchi

摘要


眾所周知,大量的電子控制單元(ECU)和高速通信局域網(wǎng)(LAN)對(duì)于高級(jí)駕駛輔助系統(tǒng)(ADAS)來(lái)說(shuō)是必要的。原始設(shè)備制造商(OEM)有興趣在車輛上引入具有靈活數(shù)據(jù)速率的控制器區(qū)域網(wǎng)絡(luò)(CAN-FD),因?yàn)樗哂懈邤?shù)據(jù)速率和低數(shù)據(jù)速率的仲裁階段。同時(shí),確??垢蓴_性能是使用差分信號(hào)的CAN-FD的主要問題之一。我們以前報(bào)道過一種方法,以100Mbps以太網(wǎng)ECU的Sdc11為基礎(chǔ),使用差分信號(hào)來(lái)定義抗擾性能的標(biāo)準(zhǔn)。我們還研究了CAN-FD的模式轉(zhuǎn)換S參數(shù)的定義。在此基礎(chǔ)上,我們提出了一種CAN-FD收發(fā)器IC的抗擾度評(píng)估方法,以用于IC的選擇。

I.簡(jiǎn)介
最近,汽車上安裝了許多ECU,由于駕駛輔助功能和電氣組件的增加,ECU之間處理的數(shù)據(jù)量也增加了。CAN被廣泛用作連接ECU的車內(nèi)局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn),其中數(shù)據(jù)的傳輸和接收速度主要為500 kbps。然而,隨著上述車載局域網(wǎng)上信息量的增加,羅伯特-博世新制定了CAN- FD,可以以5 Mbps的速度發(fā)送和接收數(shù)據(jù)。CAN在仲裁階段和數(shù)據(jù)階段使用相同的比特率。
相比之下,CAN-FD可以改變數(shù)據(jù)階段的比特率,使數(shù)據(jù)傳輸?shù)淖罡咚俣葹?Mbps[1],ISO標(biāo)準(zhǔn)[2]。具體來(lái)說(shuō),數(shù)據(jù)相位的信號(hào)振幅是相同的,而5 Mbps的數(shù)據(jù)相位速率是500 kbps的十倍。因此,確??垢蓴_性能是CAN-FD的主要問題之一。
相比之下,CAN-FD作為CAN的替代品,正在進(jìn)行車內(nèi)研究。預(yù)計(jì)許多汽車制造商將繼承傳統(tǒng)的CAN組件和設(shè)計(jì)政策,如通信線路和ECU設(shè)計(jì)要求。為了確保這一點(diǎn),有必要確定收發(fā)器IC的抗擾度性能。
因此,我們認(rèn)為有必要事先估計(jì)一下收發(fā)器IC的抗干擾性能,并選擇一個(gè)可以安裝在車上的收發(fā)器IC。過去已有多項(xiàng)研究報(bào)道了以太網(wǎng)系統(tǒng)或差分通信系統(tǒng)的抗擾性能與100Base-T1[3]、1000Base-T1[4]和仿真分析[5]的模式轉(zhuǎn)換混合模s參數(shù)(Sdc)之間的關(guān)系。
在此基礎(chǔ)上,提出了一種定義Sdc11100mbps以太網(wǎng)[6]和1gbps以太網(wǎng)ECU[7]抗擾性能標(biāo)準(zhǔn)的方法。我們確認(rèn)了批量電流注入(BCI)測(cè)試結(jié)果與Sdc11值之間的關(guān)系,其中BCI測(cè)試是車輛設(shè)備[8]的抗擾度測(cè)試之一。
由于CAN-FD已經(jīng)被指定為繼承傳統(tǒng)設(shè)計(jì)要求中的Sdc11,到達(dá)收發(fā)器IC端的波形預(yù)計(jì)將根據(jù)BCI測(cè)試期間到達(dá)ECU端的噪聲來(lái)估計(jì)。
圖1. BCI對(duì)UTP的共模噪聲的誘導(dǎo)。
以往關(guān)于BCI測(cè)試建模的研究通?;谌S電磁場(chǎng)模擬[9]、等效電路模型(部分與實(shí)測(cè)模型相結(jié)合)[10]或?qū)崪y(cè)模型[11]。被測(cè)目標(biāo)設(shè)備通常與BCI測(cè)試環(huán)境分開建模,作為電路模型或阻抗模型。此外,這些研究還采用了單端特性進(jìn)行建模。在這項(xiàng)研究中,我們將目標(biāo)限定為CAN-FD差分通信。這使我們能夠?qū)⒛J睫D(zhuǎn)換s參數(shù)的概念應(yīng)用于噪聲傳播分析,并專注于到達(dá)收發(fā)端最壞的差分噪聲。此外,通過將目標(biāo)頻率限制在CAN-FD的抗擾度性能惡化的頻段,可以使用經(jīng)驗(yàn)知識(shí)進(jìn)行有效分析。
這項(xiàng)研究的目的是建立一種評(píng)估收發(fā)器IC的抗干擾性能的方法,并將其作為一種IC選擇方法。作為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn),它應(yīng)該能夠估計(jì)實(shí)際收發(fā)器IC在BCI測(cè)試中的誤差。

II.估計(jì)收發(fā)器終端的噪音水平
A.收發(fā)器IC選擇方法概述
在BCI測(cè)試中,共模噪聲被應(yīng)用于非屏蔽雙絞線(UTP)電纜。然后,根據(jù)通信路徑的不平衡程度,將其轉(zhuǎn)換為差分噪聲。我們提出了一種使用100 Mbps和1 Gbps ECU的SdcNN定義抗擾性能標(biāo)準(zhǔn)的方法(圖1),其中我們定義了以dB符號(hào)表示的標(biāo)準(zhǔn)方程:
Vcom: 通過BCI測(cè)試施加到ECU的最大共模噪聲水平[V]。
Vdiff: 收發(fā)器可接受的差分噪聲的閾值水平[V]。
這些是在[6]中測(cè)量的電壓。
到達(dá)收發(fā)器IC的差分噪聲是造成誤差的主要原因。因此,有必要選擇一個(gè)能夠承受BCI測(cè)試中產(chǎn)生的最差差分噪聲的收發(fā)器IC。視覺摘要(在第1頁(yè))顯示了所提出的IC選擇方法的原理圖。在這項(xiàng)研究中,我們重點(diǎn)關(guān)注在OEM測(cè)試條件下CAN-FD的高錯(cuò)誤率的10-16MHz。通過使用通信路徑的模式轉(zhuǎn)換S參數(shù)對(duì)BCI測(cè)試期間到達(dá)ECU端的共模噪聲的影響來(lái)量化到達(dá)收發(fā)器IC端的最差差分噪聲(圖2),下一節(jié)將詳細(xì)解釋。
圖2. BCI測(cè)試期間的模式轉(zhuǎn)換原理圖。
圖3. BCI測(cè)試期間的VECU測(cè)量設(shè)置。
接下來(lái),通過將得出的最差差分噪聲疊加到通信信號(hào)上,產(chǎn)生一個(gè)偽信號(hào)波形。偽信號(hào)通過信號(hào)發(fā)生器直接作用于收發(fā)器IC。然后,根據(jù)輸出波形中是否存在錯(cuò)誤,來(lái)估計(jì)BCI測(cè)試的通過或失敗。在這些頻率中,位寬有時(shí)會(huì)因噪聲而波動(dòng),高(H)或低(L)被誤判。在我們的研究中,我們把錯(cuò)誤的原因限制在這種位寬波動(dòng)上。本節(jié)介紹了最差差分噪聲VIC-CAN的推導(dǎo)和驗(yàn)證。
B.?CAN-FD的VIC-CAN的推導(dǎo)
到達(dá)CAN-FD收發(fā)器端的差分噪聲VIC-CAN被認(rèn)為是由ECU中的模式轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的差分噪聲VIC和由通信線路(UTP)上的模式轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的差分噪聲VUTP之和,具體如下:
VIC: ECU上模式轉(zhuǎn)換的電壓:VECU * Sdc22[V] @10-16 MHz。
VUTP: 來(lái)自UTP上模式轉(zhuǎn)換的電壓:VECU* Sdc21[V]@10-16MHz。
為了計(jì)算由ECU中的模式轉(zhuǎn)換產(chǎn)生并到達(dá)收發(fā)器IC終端的差分噪聲VIC,在BCI測(cè)試期間在ECU端測(cè)量VECU(圖3)。分析頻率被設(shè)定為10到16MHz,在這個(gè)頻率下,CAN- FD的抗干擾性能會(huì)惡化,達(dá)到的共模噪聲會(huì)超過監(jiān)測(cè)電流。一個(gè)使用VIC= VECU*Sdc22的VIC計(jì)算結(jié)果的例子顯示(圖4),其中ECU的Sdc22被設(shè)定為40dB。
根據(jù)傳統(tǒng)的CAN ECU規(guī)范,Sdc被選擇為40dB。
圖4. VIC的例子(在BCI測(cè)試期間12MHz的噪音)。

圖5. UTP的Sdc21測(cè)量設(shè)置。
圖6. Sds21的測(cè)量結(jié)果。
據(jù)估計(jì),在10到16MHz時(shí),最大約0.4V的差分噪聲已經(jīng)到達(dá)。
接下來(lái),由通信線路的模式轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的差分噪聲VUTP被導(dǎo)出。根據(jù)原始設(shè)備制造商設(shè)定的ECU的Sdc測(cè)量頻段,它被測(cè)量到50MHz。構(gòu)建BCI測(cè)試環(huán)境是為了測(cè)量從BCI探頭通過通信線路到達(dá)ECU端的信號(hào)的模式轉(zhuǎn)換Sdc21(圖5和6)。由于VECU的最大值在12MHz時(shí)為120V,通過乘以12MHz時(shí)61dB的Sdc21,得到VUTP為0.1V。因此,VUTP的最差值被設(shè)定為0.1V,并在本研究中應(yīng)用于10-16MHz的其他頻率。從上述情況來(lái)看,到達(dá)收發(fā)端的差分噪聲VIC-CAN在12MHz時(shí)被計(jì)算為約0.5V。
C.VIC-CAN的驗(yàn)證
因?yàn)樵贐CI測(cè)試中很難測(cè)量到達(dá)收發(fā)器IC端的差分噪聲,因?yàn)橥ㄐ挪罘中盘?hào)是疊加的。因此,我們把重點(diǎn)放在通信信號(hào)的位寬因差分噪聲而變化的事實(shí)上,并從位寬的波動(dòng)量驗(yàn)證了差分噪聲計(jì)算的有效性。即加噪聲時(shí),主隱性判斷位置發(fā)生變化,信號(hào)波形的位寬發(fā)生變化,因此以波動(dòng)量作為指標(biāo)。先前計(jì)算的VIC-CAN(12MHz時(shí)為0.5V)被用作最差的差分噪聲。為了看到連續(xù)變化的相位的最大值,通過以足夠小的0.1rad步長(zhǎng)進(jìn)行移位來(lái)檢查。在信號(hào)波形上疊加VIC CAN,并以0.1rad的步長(zhǎng)移動(dòng)相位,信號(hào)波形的最大波動(dòng)量為33ns(表I,圖7)。這種波動(dòng)直接影響到收發(fā)電路中的比特提取。
圖7. 在收發(fā)器輸入處的位寬波動(dòng)計(jì)算值的例子。
圖8. 在收發(fā)器輸出(RXD)進(jìn)行BCI測(cè)試期間的位寬波動(dòng)測(cè)量值。
在BCI測(cè)試期間測(cè)量接收數(shù)據(jù)(RXD)波形的結(jié)果是,信號(hào)波形的最大波動(dòng)量為30ns(表I,圖8)。在這里,比特波動(dòng)由接收信號(hào)主導(dǎo),但信號(hào)幅度相對(duì)穩(wěn)定,因?yàn)樗怯蒖XD輸出電路控制的。由于證實(shí)了計(jì)算出的信號(hào)波形的最大波動(dòng)量與實(shí)際測(cè)量的波動(dòng)量幾乎相同,因此得出結(jié)論,12MHz的VIC CAN可以在上一節(jié)中被適當(dāng)估計(jì)。
圖9. 擬議的測(cè)試方法的測(cè)試裝置。
圖10. 評(píng)估板和Sdc22的結(jié)果。

III.審查收發(fā)器IC選擇方法

由于上一節(jié)中計(jì)算的VIC CAN是到達(dá)收發(fā)器IC端的差分噪聲,在BCI測(cè)試期間輸入到收發(fā)器IC的信號(hào)可以通過將VIC CAN疊加到通信信號(hào)上進(jìn)行模擬。偽信號(hào)波形的輸入系統(tǒng)和輸出波形的測(cè)量系統(tǒng)如圖所示(圖9)。偽信號(hào)從信號(hào)發(fā)生器直接施加到安裝在評(píng)估板上的收發(fā)器IC的CAN-H和CAN-L終端。然后,用示波器測(cè)量輸出,以獲得其波形。由于只有一種類型的樣品IC(來(lái)自合作的半導(dǎo)體制造商的原型)可用,因此準(zhǔn)備了以下兩種類型的偽信號(hào)波形,并用于驗(yàn)證測(cè)試方法。
我們準(zhǔn)備了兩塊具有不同Sdc22值的板子,即40分貝和30分貝,并安裝了收發(fā)器IC以進(jìn)行BCI測(cè)試(圖10)。我們確認(rèn),BCI測(cè)試結(jié)果的通過或失敗在兩個(gè)板子中是不同的。
結(jié)果顯示在圖11中。波形(A)相當(dāng)于原始波形,沒有發(fā)生錯(cuò)誤,而波形(B)會(huì)導(dǎo)致位反轉(zhuǎn),可以估計(jì)出一個(gè)通信錯(cuò)誤。從這一結(jié)果中,我們可以確認(rèn)使用應(yīng)用于收發(fā)器IC的偽信號(hào)波形對(duì)BCI測(cè)試的通過或失敗進(jìn)行估計(jì)。
圖11. 實(shí)例測(cè)量的結(jié)果。

IV.總結(jié)

提出了一種CAN-FD收發(fā)器的IC選擇方法,利用混合模式的S參數(shù)來(lái)估計(jì)UTP和ECU上的模式轉(zhuǎn)換,來(lái)定義抗干擾性能的最差差分噪聲。在BCI測(cè)試期間到達(dá)收發(fā)器IC的最差差分噪聲被疊加在信號(hào)波形上,以獲得一個(gè)用于評(píng)估IC輸出信號(hào)的偽信號(hào)。
通過比較其在IC輸出信號(hào)終端的位寬波動(dòng)與具有實(shí)際通信錯(cuò)誤的BCI測(cè)試中的位寬波動(dòng),驗(yàn)證了最差的差分噪聲水平。
最后,通過與實(shí)際BCI測(cè)試的結(jié)果進(jìn)行比較,我們確認(rèn)使用該方法可以估計(jì)BCI測(cè)試的通過或失敗,只需將偽信號(hào)直接應(yīng)用于收發(fā)器IC,而無(wú)需使用BCI測(cè)試環(huán)境。

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    唯創(chuàng)知音語(yǔ)音芯片 2026-08-06 15:14 289瀏覽
  • ?摘要:低價(jià)大流量卡正全面退市,政策收緊已成定局。面對(duì)傳統(tǒng)號(hào)卡的不確定性,隨身WiFi憑借穩(wěn)定連接、多設(shè)備共享、獨(dú)立設(shè)備和靈活套餐等優(yōu)勢(shì),成為務(wù)實(shí)可靠的備選方案。1、流量卡黃金時(shí)代要結(jié)束了通信行業(yè)正迎來(lái)一場(chǎng)前所未有的“地震式”調(diào)整——曾讓無(wú)數(shù)用戶追捧的低價(jià)大流量卡,正在全速退出各大平臺(tái)。這早已不是一次普通的競(jìng)合,而是一場(chǎng)趨勢(shì)性的行業(yè)洗牌。回望過去,19元200G的神卡,那時(shí)真是“睡著都能笑醒”,便宜到不敢相信,爽到忍不住炫耀。那些日子,好像隨便刷、隨便看,流量自由觸手可及。可如今,回頭再看,那種
    愛上電路設(shè)計(jì) 2026-08-03 10:21 128878瀏覽
  • 文:杜杰編輯:侯煜當(dāng)?shù)貢r(shí)間7月28日,美國(guó)特朗普政府落地最新科技封鎖政策,美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)(FCC)正式更新《受管制清單》,新增兩大類設(shè)備——境外生產(chǎn)的先進(jìn)機(jī)器人設(shè)備、境外生產(chǎn)的聯(lián)網(wǎng)電力逆變器。FCC在官方情況說(shuō)明書中明確,該類境外制造產(chǎn)品,“會(huì)對(duì)美國(guó)國(guó)家安全或美國(guó)民眾的人身安全構(gòu)成無(wú)法承受的風(fēng)險(xiǎn)”。本次新規(guī)設(shè)置明確豁免機(jī)制:經(jīng)美國(guó)國(guó)防部(DoW)、電力逆變器品類經(jīng)美國(guó)國(guó)土安全部(DHS)審核并授予“有條件批準(zhǔn)”,認(rèn)定對(duì)應(yīng)設(shè)備品類不存在重大安全風(fēng)險(xiǎn),即可獲得準(zhǔn)入豁免。同時(shí)政策嚴(yán)格執(zhí)行新老劃斷原
    華爾街科技眼 2026-08-03 21:28 325瀏覽
  • 在芯片總成本中占比不到 1%,卻可能因一處品質(zhì)偏差導(dǎo)致整片晶圓報(bào)廢——半導(dǎo)體切割/研磨膠帶,正隨著先進(jìn)封裝的爆發(fā),成為封測(cè)產(chǎn)線選型中最謹(jǐn)慎對(duì)待的耗材之一。但鮮有人注意到,決定這層膠帶性能上限的,是上游一層更薄的基膜。這個(gè)長(zhǎng)期由日本企業(yè)主導(dǎo)的隱形環(huán)節(jié),正在出現(xiàn)國(guó)產(chǎn)突圍的信號(hào)。一、需求之變:先進(jìn)封裝與“韜定律”重塑膠帶市場(chǎng)AI 算力芯片、HBM 高帶寬存儲(chǔ)、Chiplet 芯粒等先進(jìn)封裝產(chǎn)品持續(xù)放量,國(guó)內(nèi)封測(cè)產(chǎn)線擴(kuò)產(chǎn)節(jié)奏不減。作為晶圓減薄與切割工序的必需耗材,晶圓膠帶的需求同步擴(kuò)容。據(jù) QYRese
    芯膜前沿 2026-07-31 16:35 380瀏覽
  •     長(zhǎng)期專注WiFi領(lǐng)域,也算是行業(yè)老兵了!同行閑聊中,時(shí)不時(shí)能提起我和我們!從疫情起,國(guó)產(chǎn)替代風(fēng)生水起,起起落落,大浪淘沙,生存下來(lái)的都是強(qiáng)者!    WiFi模塊應(yīng)用廣泛,對(duì)于高端市場(chǎng)和特定市場(chǎng),要求WIFI模塊需要過CE/FCC之類的認(rèn)證,也就是說(shuō)沒有認(rèn)證的模塊,不具備導(dǎo)入產(chǎn)品設(shè)計(jì).接下來(lái)就和大家聊聊認(rèn)證模塊選型參考!    WIFi模塊硬件方面主要考慮以下九點(diǎn)特性:    1
    納拓科技 2026-07-31 17:56 266瀏覽
  •                                                                        
    廣州鐵金剛 2026-08-06 17:44 113767瀏覽
  • 導(dǎo)語(yǔ)在現(xiàn)代高速數(shù)字電路設(shè)計(jì)中,信號(hào)的完整性已不僅是理想波形推演,而是一場(chǎng)與物理非理想特性正面博弈的工程實(shí)踐。濾波器芯片作為凈化傳輸鏈路的關(guān)鍵屏障,其核心挑戰(zhàn)在于:能否有效識(shí)別并濾除那些隱匿在電平跳變過程中的亞納秒級(jí)瞬態(tài)脈沖干擾,這類干擾持續(xù)極短,卻足以在高速鏈路中引發(fā)誤觸發(fā)。然而,傳統(tǒng)函數(shù)發(fā)生器受限于采樣率與邊沿速率,根本無(wú)法忠實(shí)復(fù)現(xiàn)如此狹窄且陡峭的異常波形。針對(duì)此困境,德思特TS-AWG7000系列任意波形發(fā)生器以17 GS/s采樣率與50 ps原生邊沿速度,為瞬態(tài)脈沖提供精細(xì)刻畫,配合SPG
    德思特測(cè)試測(cè)量 2026-08-05 14:06 5瀏覽
  • 在EMC測(cè)試過程中,傳導(dǎo)發(fā)射(Conducted Emission,CE)超標(biāo)是工程師最常遇到的問題之一。更令人頭疼的是,同樣的超標(biāo)曲線背后,可能對(duì)應(yīng)著完全不同的干擾機(jī)理:有的是差模噪聲沿電源回路傳播,有的是共模電流通過寄生路徑耦合,還有些問題甚至并非來(lái)自電源本身,而是負(fù)載、電纜布局或接地結(jié)構(gòu)引起的連鎖反應(yīng)。 · 150kHz~1MHz 超標(biāo):多為差模噪聲為主,干擾沿火線-零線回路傳輸。 · 1MHz~30MHz 超標(biāo):通常共模噪聲占主導(dǎo),干擾通過火線/零線對(duì)地回路傳播。 如果條件允許,用電流探
    譽(yù)磁電磁兼容EMC 2026-07-31 18:45 507瀏覽
  • 智能寵物用品這幾年快速普及,自動(dòng)清理幾乎成了智能貓砂盆的標(biāo)配。貓咪用完離場(chǎng),設(shè)備自動(dòng)翻轉(zhuǎn)清理,養(yǎng)寵家庭省去了每天彎腰清理的麻煩。但自動(dòng)清理的第一步,是先準(zhǔn)確判斷貓到底在不在盆里。這個(gè)看似簡(jiǎn)單的問題,在小空間里并不容易做好。近場(chǎng)檢測(cè)的痛點(diǎn):距離太遠(yuǎn)反而誤事貓砂盆內(nèi)部空間有限。如果傳感器的檢測(cè)距離設(shè)得偏大,盆外路過的貓、人甚至物品都會(huì)被誤判為貓?jiān)谂鑳?nèi),結(jié)果該清理時(shí)不清理、不該清理時(shí)亂清理,體驗(yàn)直接崩壞。這類產(chǎn)品的核心訴求其實(shí)就一句話:近距離、小范圍、精準(zhǔn)識(shí)別,不能有半點(diǎn)誤判。常規(guī)感應(yīng)方案常因檢測(cè)距離
    唯創(chuàng)知音語(yǔ)音芯片 2026-07-31 16:51 313瀏覽
  • 在前六期中,我們已經(jīng)分別討論了 CRA 的適用范圍、整體影響、漏洞通報(bào)義務(wù)、風(fēng)險(xiǎn)評(píng)估與技術(shù)文檔證據(jù)鏈、第三方組件與 SBOM 供應(yīng)鏈治理,以及產(chǎn)品上市后的支持期、安全更新、用戶說(shuō)明和終止支持管理。到這里,企業(yè)已經(jīng)能夠回答幾個(gè)核心問題:產(chǎn)品是否落入 CRA 適用范圍,產(chǎn)品由哪些組件構(gòu)成,企業(yè)如何證明自己在設(shè)計(jì)、開發(fā)和上市前采取了必要的安全措施,以及產(chǎn)品上市后如何持續(xù)維護(hù)和安全下線。但對(duì)于真正準(zhǔn)備落地 CRA 合規(guī)的企業(yè)來(lái)說(shuō),還有一個(gè)更現(xiàn)實(shí)的問題:CRA 的法規(guī)條文相對(duì)原則化,企業(yè)應(yīng)當(dāng)如何把“網(wǎng)絡(luò)安
    虹科云科技 2026-08-03 16:51 162775瀏覽
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