摘要
本應(yīng)用報告旨在展示一種為高速開關(guān)應(yīng)用設(shè)計的高性能柵極驅(qū)動電路應(yīng)用非常重要。這是一個內(nèi)容詳實的主題集，可為您提供解決最常見設(shè)計難題的“一站式服務(wù)”。因此，它可為具有不同經(jīng)驗的電子產(chǎn)品工程師提供強大幫助。
本報告對目前較為流行的電路解決方案及其性能進行了分析，包括寄生器件的影響、瞬態(tài)和極端工作條件。本文從MOSFET 技術(shù)和開關(guān)運行概述入手，按照由易而難的順序，對各類問題進行了闡述。詳細介紹了接地參考和高側(cè)柵極驅(qū)動電路的設(shè)計流程，以及交流耦合和變壓器隔離解決方案。本報告還包含了一個特殊部分，專門介紹了在同步整流器應(yīng)用中MOSFET 的柵極驅(qū)動應(yīng)用非常重要。有關(guān)更多信息，請參閱MOSFET和IGBT柵極驅(qū)動器概述產(chǎn)品頁。應(yīng)用報告中還列舉了幾個逐步設(shè)計示例。
1. 簡介
MOSFET–是金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管的首字母縮寫詞，它是電子行業(yè)高頻高效開關(guān)領(lǐng)域的關(guān)鍵組件。讓人稱奇的是，F(xiàn)ET技術(shù)發(fā)明于1930年，比雙極晶體管要早大約20 年。第一個信號級FET晶體管誕生于20世紀50年代末期，而功率MOSFET則誕生于70年代中期。如今，從微處理器到“分立式”功率晶體管在內(nèi)的各種現(xiàn)代電子組件均集成了數(shù)以百萬計的MOSFET晶體管。本報告重點介紹了各種開關(guān)模式功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中功率MOSFET的柵極驅(qū)動應(yīng)用非常重要。
2. MOSFET技術(shù)
雙極晶體管和MOSFET晶體管的工作原理相同。從根本上說，這兩種晶體管都是電荷控制器件，這就意味著它們的輸出電流與控制電極在半導(dǎo)體中形成的電荷成比例。將這些器件用作開關(guān)時，都必須由能夠提供足夠灌入和拉出電流的低阻抗源來驅(qū)動，以實現(xiàn)控制電荷的快速嵌入和脫出。從這一點來看，在開關(guān)期間，MOSFET必須以類似于雙極晶體管的形式進行“硬”驅(qū)動，以實現(xiàn)可媲美的開關(guān)速度。從理論上來說，雙極晶體管和MOSFET 器件的開關(guān)速度幾乎相同，這取決于電荷載流子在半導(dǎo)體區(qū)域中傳輸所需的時間。功率器件的典型值大約為20至200皮秒，具體取決于器件大小。
MOSFET技術(shù)在數(shù)字和功率應(yīng)用領(lǐng)域的普及得益于它與雙極結(jié)晶體管相比所具有的兩個主要優(yōu)勢。其中一個優(yōu)勢是，MOSFET器件在高頻開關(guān)應(yīng)用中使用應(yīng)用非常重要。MOSFET晶體管更加容易驅(qū)動，因為其控制電極與導(dǎo)電器件隔離，所以不需要連續(xù)的導(dǎo)通電流。一旦MOSFET晶體管開通，它的驅(qū)動電流幾乎為零。而且，控制電荷大量減少，MOSFET晶體管的存儲時間也相應(yīng)大幅減少。這基本上消除了導(dǎo)通壓降和關(guān)斷時間之間的設(shè)計權(quán)衡問題，而開通狀態(tài)壓降與控制電荷成反比。因此，與雙極器件相比，MOSFET技術(shù)預(yù)示著使用更簡單且更高效的驅(qū)動電路帶來顯著的經(jīng)濟效益。
此外，需要特別強調(diào)突出的是，在電源應(yīng)用中，MOSFET具有電阻的性質(zhì)。MOSFET漏源端上的壓降是流入半導(dǎo)體的電流的線性函數(shù)。此線性關(guān)系用 MOSFET 的 RDS(on) 來表征，也稱為導(dǎo)通電阻。導(dǎo)通電阻對指定柵源極電壓和器件溫度來說是恒定的。與p-n 結(jié)-2.2mV/°C 的溫度系數(shù)不同，MOSFET 的溫度系數(shù)為正值，約為 0.7%/°C 至 1%/°C。正因為 MOSFET 具有此正溫度系數(shù)，所以當使用單個器件不現(xiàn)實或不可能時，它便是高功率應(yīng)用中并行運行的理想之選。由于通道電阻具有正TC，因此多個并聯(lián) MOSFET會均勻地分配電流。在多個MOSFET上會自動實現(xiàn)電流共享，因為正TC的作用相當于一種緩慢的負反饋系統(tǒng)。載流更大的器件會產(chǎn)生更多熱量-請別忘了漏源電壓是相等的–并且溫度升高會增加其 RDS(on) 值。增加電阻會導(dǎo)致電流減小，從而降低溫度。最終，當并聯(lián)器件所承載的電流大小相近時，便達到平衡狀態(tài)。RDS(on) 值和不同結(jié)至環(huán)境熱阻的初始容差可導(dǎo)致電流分布出現(xiàn)高達 30% 的重大誤差。
2.1 器件類型
幾乎所有制造商對于制造出色的功率MOSFET都有自己獨特的方法，不過市場上的所有器件可分為三種基本類型。如圖1中所示。
雙擴散 MOS 晶體管于 20 世紀 70 年代開始應(yīng)用于電源 應(yīng)用領(lǐng)域， 并在過去這些年間不斷演進。使用多晶硅柵極結(jié)構(gòu)和自校準流程，可提高集成密度并迅速減小電容。
第二次重大改進來自于V型坡口或溝道技術(shù)，從而進一步提高了功率MOSFET 器件的單元密度。提高性能和集成密度并不容易；然而，溝道 MOS 器件的制造流程更困難。
橫向功率 MOSFET 顯著減小了電容，所以開關(guān)速度大幅提高，所需的柵極驅(qū)動功率要低得多。
2.2 MOSFET模型
文中提供了多種模型來說明MOSFET 的工作原理，不過，找到合適的說明可能并不容易。大多數(shù)MOSFET制造商為其器件提供 Spice和/或 Saber 模型，但這些模型對于設(shè)計人員在實踐中遇到的應(yīng)用陷阱卻鮮有提及。甚至對于如何解決最常見的設(shè)計難題，它們所提供的線索也很少。
實用的MOSFET模型需要從應(yīng)用角度描述器件的所有重要屬性，因此非常復(fù)雜。另一方面，如果我們將模型的適用性局限于特定問題領(lǐng)域，可由MOSFET晶體管得出一些簡單且有意義的模型。
圖2 中的第一款模型基于 MOSFET 器件的實際結(jié)構(gòu)，主要可用于直流分析。圖2a 中的 MOSFET 符號表示通道電阻，而 JFET對應(yīng)于外延層的電阻。因此，EPI 層的電阻是器件額定電壓的函數(shù)，同時高電壓MOSFET 需要的外延層更厚。
圖 2b 可非常有效地模擬MOSFET 由 dv/dt 導(dǎo)致的擊穿特性。作為柵極端阻抗函數(shù)，它展示了兩種主要擊穿機制，也就是 dv/dt 引起所有功率 MOSFET 中的寄生雙極晶體管的開通，以及 dv/dt 引起溝道的開通。由于制造工藝的改進，現(xiàn)代功率MOSFET 實際上幾乎不受寄生NPN 晶體管的dv/dt 觸發(fā)事件的影響，從而減小了基極和發(fā)射極區(qū)域的電阻。
還必須提到的是，寄生雙極晶體管還具有另一個重要角色。它的基極 - 集電極結(jié)是有名的 MOSFET 體二極管。
圖 2c 是 MOSFET 的開關(guān)模型。此模型顯示了影響開關(guān)性能的最重要的寄生器件。它們各自的作用將在2.3 節(jié)中進行討論，專門介紹器件的開關(guān)過程。
2.3 MOSFET關(guān)鍵參數(shù)
當考慮MOSFET 開關(guān)模式工作時，我們的目標是盡可能在最短的時間內(nèi)在器件的最低和最高電阻狀態(tài)間切換。由于MOSFET的實際開關(guān)時間（大約為10ns 至60ns）至少要比理論開關(guān)時間（大約為50ps至200ps）長兩到三個數(shù)量級，因此了解這種差異非常重要。返回圖 2 中的MOSFET 模型，可以看到所有模型都包含三個電容器，分別連接在三個器件端子間。最后，MOSFET晶體管的開關(guān)性能取決于如何使得電壓在這些電容器上快速地改變。
因此，在高速開關(guān)應(yīng)用中，最重要的參數(shù)是器件的寄生電容。其中，CGS 和 CGD這兩個電容器對應(yīng)于器件的實際幾何結(jié)構(gòu)，而 CDS 電容器就是寄生雙極晶體管的基極集電極二極管（體二極管）的電容。
CGS電容器由柵極電極所產(chǎn)生的源和通道區(qū)域的重疊形成。它的值由這兩個區(qū)域的實際幾何結(jié)構(gòu)確定，并在不同工作條件下保持恒定（線性）。
CGD電容器是兩種效應(yīng)產(chǎn)生的結(jié)果。除了耗盡區(qū)域的電容之外，一部分是 JFET 區(qū)域和柵極電極的重疊，是非線性的。等效CGD電容是器件的漏源電壓的函數(shù)，通過公式1計算近似值。
CDS 電容器也是非線性的，因為它是體二極管的結(jié)電容。它與電壓的關(guān)系如公式 2 所示。
遺憾的是，上述電容值均未在晶體管數(shù)據(jù)表中直接定義。它們的值由 CISS、CRSS 和 COSS 電容值間接提供，而且必須按照公式 3 中所示的公式計算：
更復(fù)雜的問題由電容器 CGD 在開關(guān)應(yīng)用中 引起， 因為它位于器件輸入和輸出端之間的反饋路徑中。因此，它在開關(guān)應(yīng)用中的有效值可能大得多，具體取決于 MOSFET 的漏源電壓。這種現(xiàn)象稱為“米勒”效應(yīng)，如公式 4 中所示。
因為 CGD 和 CDS 電容器與電壓相關(guān)，所以數(shù)據(jù)表編號只有在給定的測試條件下有效。必須根據(jù)所需電荷計算特定應(yīng)用的相關(guān)平均電容，以確定各電容器上的實際電壓變化。對于大多數(shù)功率 MOSFET，近似值如公式5 所示。
下一個要提到的重要參數(shù)是柵極網(wǎng)狀電阻RG,I。此寄生電阻描述了與器件內(nèi)柵極信號分配相關(guān)的電阻。它在高速開關(guān)應(yīng)用中非常重要， 因為它位于器件的驅(qū)動器和輸入電容器之間，直接影響 MOSFET 的開關(guān)時間和dv/dt 抗擾性。業(yè)內(nèi)已經(jīng)認識到了這種影響，然而，射頻 MOSFET 晶體管等真正的高速器件使用金屬柵極電極來實現(xiàn)柵極信號分配，而不是電阻更高的多晶柵極網(wǎng)。數(shù)據(jù)表中未指定 RG,I 電阻，但在某些應(yīng)用中， 它是器件的一個非常重要的特性。附錄 A4 顯示了電阻橋的典型測量設(shè)置，用于確定內(nèi)部柵極電阻值。
顯然，柵極閥值電壓也是一個重要的特性。務(wù)必應(yīng)注意，數(shù)據(jù)表中的 VTH 值是在溫度為 25°C 且電流很低（典型值為250μA）的條件下定義的。因此，這并不等于眾所周知的柵極開關(guān)波形的米勒平坦區(qū)域電壓。對于VTH，另一個很少提及的事實是，其溫度系數(shù)近似為7 mV/°C。它在專為邏輯電平 MOSFET 設(shè)計的柵極驅(qū)動電路中尤為重要，在這種電路中，VTH 在通常測試條件下已經(jīng)很低。由于 MOSFET 通常在較高的溫度下工作，合理的柵極驅(qū)動設(shè)計必須將關(guān)斷時VTH 處于較低電壓的情況考慮在內(nèi)，而dv/dt 抗擾性按照數(shù)據(jù)表中 Seminar 1400主題 2 附錄 A/F 預(yù)測 MOSFET 參數(shù)中的公式計算。
MOSFET 的跨導(dǎo)是其工作線性區(qū)域中的小信號增益。需要著重指出的是，每次開關(guān) MOSFET 時，它必須通過線性操作模式，而這時的電流取決于柵源極電壓?？鐚?dǎo) gfs 相對于漏極電流和柵源電壓是個小信號，如 公式 6 中所示。
相應(yīng)地，MOSFET在線性區(qū)域的最大電流由公式 7 給出。
對這個VGS 公式進行變換，可以得出米勒平坦區(qū)域的近似值是漏極電流的函數(shù)，如公式 8 中所示。
源極電感 (LS) 和漏極電感 (LD) 等其他重要參數(shù)對開關(guān)性能的限制很大。數(shù)據(jù)表中列出了典型 LS 和 LD 值，這兩個值主要取決于晶體管的封裝類型。它們對性能產(chǎn)生的影響可結(jié)合通常與布局有關(guān)的外部寄生組件和露電感、電流感應(yīng)電阻等隨附外部電路元件進行分析研究。
但出于完整性考慮，還需要指出的是外部串聯(lián)柵極電阻和 MOSFET 驅(qū)動器輸出阻抗在高性能柵極驅(qū)動設(shè)計中起決定因素，因為它們會對開關(guān)速度產(chǎn)生深遠影響，并最終影響開關(guān)損耗。
2.4 開關(guān)應(yīng)用
現(xiàn)在，確定了所有因素后，讓我們來研究一下MOSFET 晶體管的實際開關(guān)行為。為了更好地理解基本過程，電路的寄生電感將被忽略。稍后將單獨分析它對基本操作的相應(yīng)影響。此外，以下描述涉及到鉗位電感式開關(guān)，因為開關(guān)模式電源中所用的大多數(shù) MOSFET晶體管和高速柵極驅(qū)動電路都工作在該工作模式下。
圖 3 中顯示了最簡單的鉗位電感式開關(guān)模型，其中直流電流源代表電感器。在短暫的開關(guān)切換期間，它的電流可以認為是常數(shù)。二極管在MOSFET 關(guān)斷時提供一條電流路徑，并將器件的漏極鉗位到由電池表示的輸出電壓。
2.5 開通過程
MOSFET 晶體管的開通動作可分為如圖 4 中所示的 4 個階段。
第一步，器件的輸入電容從 0V 充電至 VTH。在此期間，大部分柵極電流用于對 CGS 電容器充電。少量電流也會流經(jīng) CGD 電容器。隨著柵極端子電壓升高，CGD 電容器的電壓將略有下降。這個期間稱為開通延時，因為器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。
柵極充電至閥值電平后，MOSFET 就能載流了。在第二個階段中，柵極電平從 VTH 升高到米勒平坦電平VGS,Miller。當電流與柵極電壓成正比時，這是器件的線性工作區(qū)。在柵極側(cè)，就像在第一階段中那樣，電流流入 CGS 和 CGD 電容器中，并且 VGS 電壓升高。在器件的輸出端，漏極電流升高，同時漏源電壓保持之前的電平 (VDS,off)?？梢酝ㄟ^查看圖 3 中的原理圖來了解。在所有電流傳輸?shù)?MOSFET 中并且二極管完全關(guān)斷能夠阻止其 PN 結(jié)上的反向電壓之前，漏極電壓必須保持輸出電壓電平。
進入開通過程第三階段后，柵極已充電至足夠電壓 (VGS,Miller)，可以承載完整的負載電流且整流器二極管關(guān)斷。此時，允許漏極電壓下降。當器件上的漏極電壓下降時，柵源極電壓保持穩(wěn)定。這就是柵極電壓波形中的米勒平坦區(qū)域。驅(qū)動器提供的所有柵極電流都被轉(zhuǎn)移，從而對CGD 電容器充電，以便在漏源極端子上實現(xiàn)快速的電壓變化?，F(xiàn)在，器件的漏極電流受到外部電路（這是直流電流源）的限制，因此保持恒定。
開通過程的最后一步是通過施加更高的柵極驅(qū)動電壓，充分增強 MOSFET的導(dǎo)通通道。VGS 的最終幅值決定了開通期間器件的最終導(dǎo)通電阻。所以，在第四階段中，VGS 從VGS,Miller 上升至最終值VDRV。這通過對CGS 和 CGD 電容器充電來實現(xiàn)，因此現(xiàn)在柵極電流在兩個組件之間分流。當這些電容器充電時，漏極電流仍然保持恒定，而由于器件的導(dǎo)通電阻下降，漏源電壓略有下降。
2.6 關(guān)斷過程
MOSFET 晶體管的關(guān)斷過程說明基本上與上文所述的開通過程相反。開始時 VGS 等于 VDRV，器件中的電流是由圖 3 中的 IDC 表示的滿負載電流。漏源電壓由 IDC 和 MOSFET 的 RDS(on) 定義。出于完整性考慮，圖5中顯示了四個關(guān)斷步驟。
第一個階段是關(guān)斷延遲，需要將 CISS 電容從初始值放電至米勒平坦電平。在這段時間內(nèi)，柵極電流由 CISS電容器自己提供，并流經(jīng) MOSFET 的 CGS 和 CGD 電容器。隨著過驅(qū)電壓降低，器件的漏極電壓略有上升。漏極的電流保持不變。
在第二階段，MOSFET 的漏源電壓從 ID?RDS(on) 上升至最終的 VDS,off 電平，由整流器二極管根據(jù)圖 3 簡化原理圖鉗位至輸出電壓。在此時間段內(nèi)，與柵極電壓波形中的米勒平坦區(qū)域?qū)?yīng)，柵極電流完全是 CGD 電容器的充電電流，因為柵源極電壓是恒定的。此電流由功率級旁路電容器提供，并從漏極電流中減去?？偮O電流仍然等于負載電流，也就是圖 3 中由直流電流源表示的電感器電流。
第三階段的開始用二極管開通表示，因此為負載電流提供了一個替代路徑。柵極電壓繼續(xù)從 VGS,Miller 下降至VTH。絕大部分柵極電流來自 CGS 電容器，因為 CGD 電容器實際上在前一個階段中就已經(jīng)充滿電了。在此間隔結(jié)束時，MOSFET 處于線性工作狀態(tài)，柵源極電壓下降導(dǎo)致漏極電流減小并接近于零。同時，由于正向偏置整流器二極管的作用，漏極電壓在 VDS,off 時保持穩(wěn)定。
關(guān)斷過程的最后一步是對器件的輸入電容完全放電。VGS 進一步下降，直至達到 0V。與第三關(guān)斷階段類似，柵極電流的更大一部分由 CGS 電容器提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。
概括而言，得出的結(jié)論是，在四個階段中，MOSFET 晶體管可在最高和最低阻抗狀態(tài)（開通或關(guān)斷）間切換。四個階段的長度是寄生電容值、電容上所需的電壓變化和可用的柵極驅(qū)動電流的函數(shù)。這就突顯出正確的組件選擇以及出色的柵極驅(qū)動設(shè)計對于高速高頻開關(guān) 應(yīng)用非常重要。
遺憾的是，這些數(shù)字與特定測試條件和電阻負載相對應(yīng)，因此難以比較不同制造商的產(chǎn)品。而且，在具有限定電感負載的實際 應(yīng)用 中，開關(guān)性能與數(shù)據(jù)表中給出的數(shù)字有顯著差異。
2.7 功率損耗
功率應(yīng)用中 MOSFET 晶體管的開關(guān)操作會導(dǎo)致某些不可避免的損耗，具體分為兩類。
在這兩種損耗機制中，比較簡單的一種是器件的柵極驅(qū)動損耗。如前面所述，開通或關(guān)斷 MOSFET 需要對CISS 電容器充電或放電。當電容器上的電壓發(fā)生變化時，就會轉(zhuǎn)移一定數(shù)量的電荷。柵極電壓在0V 和實際柵極驅(qū)動電壓 VDRV 之間變化所需的電荷數(shù)量由典型柵極電荷與柵源極電壓曲線的對比來表征，如圖 6 中所示。
此圖表提供了最壞情況下相對準確的柵極電荷估算，它是柵極驅(qū)動電壓的函數(shù)。用于產(chǎn)生各個曲線的參數(shù)是器件的漏源極關(guān)斷狀態(tài)電壓。VDS,off 會影響米勒電荷（即曲線平坦部分下面的區(qū)域），從而影響開關(guān)周期內(nèi)所需的總柵極電荷。從圖 6 中獲得總柵極電荷后，可根據(jù)公式 9 計算柵極電荷損耗。
應(yīng)注意的是，前面公式中的 QG ? fDRV 項給出了驅(qū)動?xùn)艠O所需的平均偏置電流。
在柵極驅(qū)動電路中驅(qū)動 MOSFET 晶體管柵極會產(chǎn)生功率損耗。返回圖 4 和 圖 5，可以確定柵極驅(qū)動路徑中串聯(lián)歐姆阻抗的組合是耗能分量。在每個開關(guān)周期中，所需的柵極電荷應(yīng)通過驅(qū)動器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內(nèi)部柵極網(wǎng)狀電阻。實際上，功率損耗與通過電阻器傳輸電荷的快慢無關(guān)。
使用圖 4 和 圖 5 中的電阻器符號，驅(qū)動器功率損耗如公式 10 中所示。
在上述公式中，柵極驅(qū)動電路由電阻輸出阻抗表示，此假設(shè)對于基于 MOS 的柵極驅(qū)動器是有效的。當柵極驅(qū)動電路中使用雙極晶體管時，輸出阻抗變?yōu)榉蔷€性，此時運用這些公式不能得出正確答案。可以假定，使用低阻值柵極電阻器 (< 5Ω) 時，大多數(shù)柵極驅(qū)動損耗發(fā)生在驅(qū)動器中。如果 RGATE 足夠大，可將 IG 限制在雙極驅(qū)動器的輸出電流能力以下，那么絕大部分柵極驅(qū)動功率損耗則發(fā)生在 RGATE 中。
除了柵極驅(qū)動功率損耗，由于器件會在短時間內(nèi)同時出現(xiàn)高電流和高電壓，因此在傳統(tǒng)感應(yīng)中晶體管會累積開關(guān)損耗。為了盡可能降低開關(guān)損耗，必須盡量減少此階段的持續(xù)時間。看看 MOSFET 的開關(guān)流程，此條件限于開關(guān)操作中開關(guān)切換的間隔 2和間隔3。這些時間間隔對應(yīng)于柵極電壓介于VTH和 VGS,Miller 之間時器件的線性運行（這會導(dǎo)致器件的電流發(fā)生變化）以及漏極電壓經(jīng)歷開關(guān)切換時的米勒平坦區(qū)域。
認識到這一點對于正確設(shè)計高速柵極驅(qū)動電路來說非常重要。它強調(diào)了這一事實：柵極驅(qū)動器的最重要特性是米勒平坦區(qū)域電壓電平周圍的拉-灌電流能力。峰值電流能力是通過在完整 VDRV 下對器件的輸出阻抗進行測量的，與 MOSFET 的實際開關(guān)性能關(guān)系不大。真正決定器件開關(guān)時間的因素是當柵源極電壓（即驅(qū)動器輸出）約為 5V（對于邏輯電平 MOSFET約為 2.5V）時的柵極驅(qū)動電流能力。
可通過使用開關(guān)切換第 2 階段和第 3 階段中柵極驅(qū)動電流、漏極電流和漏極電壓波形的簡化線性近似，對MOSFET 開關(guān)損耗進行粗略估算。首先，必須分別確定第二和第三階段的柵極驅(qū)動電流：
假定 IG2 將器件的輸入電容器從 VTH 充電至 VGS,Miller 并且 IG3 是 CRSS 電容器的放電電流，同時漏極電壓從VDS,off 變?yōu)?0V，則近似開關(guān)時間如下：漏極電壓從 VDS,off 變?yōu)?0V，近似開關(guān)時間如公式 12 中所示。
在 t2 期間，漏極電壓為 VDS,off，電流從 0A 上升為負載電流 IL，而在 t3 階段內(nèi)，漏極電壓從 VDS,off 降至接近0V。同樣，可以使用波形的線性近似，按照公式13 所示估算各個階段中的功率損耗分量。
總開關(guān)損耗是兩個損耗分量之和，下面的公式 14 列出了簡單的表達式：
雖然開關(guān)切換很好理解，但幾乎仍然無法計算準確的開關(guān)損耗。原因是在開關(guān)過程中，寄生電感分量的影響會極大地改變電流和電壓波形以及開關(guān)時間?？紤]到實際電路中不同源極電感和漏極電感的影響，我們用二階微分方程來描述電路的實際波形。由于柵極閥值電壓、MOSFET 電容值、驅(qū)動器輸出阻抗等變量具有很大的容差，上述線性近似似乎是非常合理的折衷，可用于估算 MOSFET 中的開關(guān)損耗。
2.8 寄生器件的影響
源極電感對開關(guān)性能的影響最大。典型電路中寄生源極電感有兩個來源：巧妙集成在MOSFET 封裝中的源極接合線以及源極引線和共用接地之間的印刷電路板線路電感。這通常是指功率級高頻濾波器電容器和柵極驅(qū)動器的旁路電容器的負電極。與源極串聯(lián)的電流感應(yīng)電阻器可以向之前的兩個分量添加更多電感。
在需要源電感器的開關(guān)流程中有兩種機制。在開關(guān)切換開始時，柵極電流快速增加，如圖 4 和圖 5 中所示。此電流必須流經(jīng)源電感，并根據(jù)電感值減小。因此，對 MOSFET 的輸入電容充電/放電所需的時間延長，從而主要對開關(guān)延時（第 1 步）產(chǎn)生影響。而且，源電感器和 CISS 電容器會形成一個諧振電路，如圖7 中所示。
此諧振電路在柵極驅(qū)動電壓波形的陡峭邊緣退出，這是在大多數(shù)柵極驅(qū)動電路中觀察到振蕩峰值的根本原因。遺憾的是，CISS 和 LS 之間非常高的 Q 共振會通過（或可通過）環(huán)路的串聯(lián)電阻分量衰減，這些分量包括驅(qū)動器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內(nèi)部柵極網(wǎng)狀電阻器。
可按公式 15 計算可實現(xiàn)最佳性能的唯一的用戶可調(diào)節(jié)值 RGATE。
減小電阻值可導(dǎo)致柵極驅(qū)動電壓波形過沖，還可提高開通速度。電阻值升高會導(dǎo)致振蕩欠阻尼并延長開關(guān)時間，對于柵極驅(qū)動設(shè)計沒有任何好處。
源極電感的第二個影響是，只要器件的漏極電流快速改變，就會產(chǎn)生負反饋。這種影響出現(xiàn)在開通過程的第二階段以及關(guān)斷過程的第三階段中。在這些階段，柵極電壓處于 VTH 和 VGS,Miller 之間，柵極電流由驅(qū)動阻抗上的電壓 VDRV – VGS 定義。為了快速增加漏極電流，必須在源極電感上施加明顯的電壓。此電壓會降低驅(qū)動阻抗上的可用電壓，從而減小柵極驅(qū)動電壓的變化率和漏極電流的 di/dt。di/dt 減小要求源電感上的電壓降低。柵極電流和漏極 di/dt 之間的微妙平衡通過源極電感器的負反饋建立。
開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的另一個寄生電感是漏極電感，它同樣由幾個分量構(gòu)成。它們是晶體管封裝中的封裝電感、與互連關(guān)聯(lián)的所有電感，以及隔離電源中變壓器的泄漏電感。它們串聯(lián)在一起，因此影響相互疊加。它們充當MOSFET 的開通阻尼器。在開通期間，它們限制漏極電流的 di/dt，并將器件上的漏源電壓降低 LD?di/dt倍。實際上，LD 可以顯著降低開通開關(guān)損耗。雖然 LD 值升高似乎在開通時有利，但當漏極電流必須快速下降時，在關(guān)斷時會導(dǎo)致較大問題。為了支持因 MOSFET 的關(guān)斷而快速減小漏極電流，LD 上必須形成與開通所對應(yīng)的相反方向的電壓。此電壓高于VDS,off 電平的理論值，在漏源電壓上形成過沖，并增加關(guān)斷開關(guān)損耗。
文獻中提供了針對整個開關(guān)轉(zhuǎn)換的準確數(shù)學分析（包括寄生電感的影響），但有幾點超出了本文檔的范圍。
3. 接地參考柵極驅(qū)動
3.1 PWM直接驅(qū)動
在電源應(yīng)用中，驅(qū)動主開關(guān)晶體管柵極的最簡單方法是利用 PWM 控制器的柵極驅(qū)動輸出，如圖 8 所示。
直接?xùn)艠O驅(qū)動最艱巨的任務(wù)是優(yōu)化電路布局。如圖 8 中所示，PWM 控制器和 MOSFET 之間可能有較大距離。由于柵極驅(qū)動和接地環(huán)路跡線形成的環(huán)路，這個距離形成了寄生電感，從而降低了開關(guān)速度，并導(dǎo)致柵極驅(qū)動波形中形成振鈴。甚至由于接地平面，無法完全消除電感，因為接地平面只為接地環(huán)路電流提供較低電感路徑。為了降低與柵極驅(qū)動連接相關(guān)的電感，需要更寬的 PCB 跡線。直接?xùn)艠O驅(qū)動的另一個問題是PWM 控制器的驅(qū)動電流能力有限。極少有集成電路能提供高于 1A 的峰值柵極驅(qū)動能力。這會限制控制器在合理速度下可驅(qū)動的最大裸片尺寸。
包含直接?xùn)艠O驅(qū)動的 MOSFET 裸片尺寸的另一個限制因素是控制器內(nèi)驅(qū)動器的功率損耗。如前面所述，外部柵極電阻器可以緩解此問題。當為了節(jié)約空間或成本而必須使用直接?xùn)艠O驅(qū)動時，需要考慮特殊注意事項，以便為控制器提供合適的旁路。驅(qū)動 MOSFET 柵極的高電流峰值會破壞 PWM 控制器內(nèi)敏感的模擬電路。隨著 MOSFET 裸片尺寸增加，所需的柵極電荷也會增加。與選擇普通 0.1μF 或 1μF 旁路電容器相比，選擇合適的旁路電容器需要采用更加科學的方法。
3.1.1 確定旁路電容器的大小
本節(jié)將介紹 MOSFET 柵極驅(qū)動器的旁路電容器的計算。此電容器與直接?xùn)艠O驅(qū)動應(yīng)用中的 PWM 控制器的旁路電容器相同，因為此電容器在開通時提供柵極驅(qū)動電流。如果是獨立的驅(qū)動器電路，無論采用柵極驅(qū)動IC 還是分立式解決方案，此電容器都必須置于附近，最好直接置于驅(qū)動器的偏置和接地連接上。
需要考慮兩種電流分量。一種是靜態(tài)電流，這種電流可根據(jù)某些集成驅(qū)動器的輸入狀態(tài)變化 10 倍。這可導(dǎo)致占空比，具體取決于旁路電容器上的紋波電壓，計算方法如公式 16 中所示。
另一個紋波分量是柵極電流。雖然大多數(shù)情況下并不知道實際電流振幅，但可根據(jù)柵極電荷值確定旁路電容器上的紋波電壓。在開通時，此電荷離開旁路電容器，并傳遞到 MOSFET 輸入電容器中。相應(yīng)的紋波電壓如公式 17 中所示。
使用疊加和解 CDRV 方程的原理，可采用公式 18 找到耐受的紋波電壓 (ΔV) 的旁路電容值。
3.1.2 驅(qū)動器保護
對于直接驅(qū)動和使用雙極輸出極的柵極驅(qū)動 IC，必須做的另一件事就是為輸出雙極晶體管提供合適的保護，防止反向電流的形成。如圖 9 中所示，集成雙極驅(qū)動器的輸出極由 NPN 晶體管構(gòu)成，因為其空間利用率更高效，性能更優(yōu)異。
NPN 晶體管只能在一個方向上處理電流。高側(cè) NPN 可以拉電流，但不能灌電流，而低側(cè) NPN 則恰好相反。在開關(guān)期間，MOSFET 的源極電感器和輸入電容器之間不可避免地會形成振蕩，因此電流必須能夠在驅(qū)動器輸出端雙向流動。為了提供反向電流的路徑，通常需要使用低正向壓降肖特基二極管來保護輸出。該二極管必須放在非?？拷敵鲆_和驅(qū)動器旁路電容器的位置。還要指出的是，該二極管只能保護驅(qū)動器，而不能鉗位柵源極電壓，防止過度的振鈴，特別是對于控制 IC 可能離 MOSFET 的柵-源端子較遠時的直接驅(qū)動更是如此。
3.2 雙極Totem-Pole驅(qū)動器
雙極同相Totem-Pole驅(qū)動器是用于驅(qū)動MOSFET 的其中一個最常用且具有成本效益的驅(qū)動電路，如圖 10所示。
和所有外部驅(qū)動器一樣，此電路可處理應(yīng)對電流尖峰和功率損耗，從而使得運行條件更有利于 PWM 控制器。當然，它們可以并且應(yīng)當置于所驅(qū)動的功率 MOSFET 的旁邊。這樣，驅(qū)動?xùn)艠O的高電流瞬態(tài)被限制在非常小的環(huán)路區(qū)域，從而減小了寄生電感的值。雖然驅(qū)動器由分立式組件構(gòu)成，但它需要將自己的旁路電容器置于上 NPN 和下 PNP 晶體管的集電極上。理想情況下，在驅(qū)動器的旁路電容器和 PWM 控制器的旁路電容器之間應(yīng)設(shè)置一個平滑電阻器或電感器，以提高抗噪性。圖 10 中的 RGATE 電阻器是可選的，可調(diào)整 RB的大小以根據(jù)驅(qū)動器晶體管的大信號 Beta 提供所需的柵極阻抗。
雙極Totem-Pole 驅(qū)動器有一個有趣的特性，即兩個基極-發(fā)射極結(jié)可防止互相反向擊穿。而且，假定環(huán)路區(qū)域非常小且 RGATE 可以忽略，則可使用晶體管的基極-發(fā)射極二極管將柵極電壓鉗制在 VBIAS+VBE 和 GNDVBE 之間?；谙嗤你Q位機制，此解決方案還有另一個好處，那就是 NPN-PNP Totem-Pole 驅(qū)動器不需要使用任何肖特基二極管來實現(xiàn)反向電流保護。
3.3 MOSFET Totem-Pole 驅(qū)動器
圖 11 展示了等效于雙極 Totem-Pole 驅(qū)動器的 MOSFET Totem-Pole 驅(qū)動器。上文所述的有關(guān)雙極TotemPole驅(qū)動器的所有優(yōu)點同樣適用于此實現(xiàn)。
遺憾的是，與雙極驅(qū)動器相比，此電路有幾個缺點，因此很少以分立器件的形式實現(xiàn)。圖 11 中的電路是反相驅(qū)動器，因此 PWM 輸出信號必須為反相。此外，適用的 MOSFET 晶體管比雙極晶體管昂貴，并且當共柵極電壓轉(zhuǎn)換時，會產(chǎn)生較大的擊穿電流。這個問題可通過增加邏輯或時序組件來規(guī)避，此方法廣泛應(yīng)用于IC 實施中。
3.4 速度增強電路
提到速度增強電路時，設(shè)計人員需要對加快 MOSFET 關(guān)斷過程的電路給予專門考慮。原因在于開通速度通常受到電源中整流器組件的關(guān)斷過程或反向恢復(fù)速度的限制。正如前面所討論的圖 3 中所示的電感鉗位模型，MOSFET 的開通與整流器二極管的關(guān)斷同時發(fā)生。因此，最快的開關(guān)操作由二極管的反向恢復(fù)特性決定，而不是柵極驅(qū)動電路的強度。在優(yōu)化的設(shè)計中，開通時的柵極驅(qū)動速度與二極管開關(guān)特性一致。同時考慮到與最終柵極驅(qū)動電壓 VDRV 相比米勒區(qū)域更接近于 GND，因此可在驅(qū)動器輸出阻抗和柵極電阻器上施加更高的電壓。通常獲得的開通速度足以驅(qū)動 MOSFET。
而在關(guān)斷時情況截然不同。從理論上說，MOSFET 的關(guān)斷速度只取決于柵極驅(qū)動電路。電流更高的關(guān)斷電路可以更快對輸入電容器放電，從而縮短開關(guān)時間，進而降低開關(guān)損耗。如果使用普通的 N 溝道器件，通過更低輸出阻抗的 MOSFET 驅(qū)動器和/或負關(guān)斷電壓，可以增大放電電流。而提高開關(guān)速度有可能會降低開關(guān)損耗，由于 MOSFET 的關(guān)斷 di/dt 和 dv/dt 更高，因此關(guān)斷加速電路會在波形中增加振鈴。在為電源器件選擇合適的電壓額定值和 EMI 屏蔽裝置時，應(yīng)考慮這一因素。
3.4.1 關(guān)斷二極管
以下關(guān)斷電路示例通過簡單的接地基準柵極驅(qū)動電路進行展示，不過這些示例同樣適用于本文檔之后討論的其他實現(xiàn)。最簡單的技術(shù)是反向并聯(lián)二極管，如 圖 12 所示。
在此電路中，RGATE 允許調(diào)整 MOSFET 開通速度。在關(guān)斷過程中，反向并聯(lián)二極管會對電阻器進行分流。DOFF 只有在柵極電流高于公式 19 所示的結(jié)果時起作用。
使用 1N4148 通常大約為 150mA，使用 BAS40 肖特基反向并聯(lián)二極管大約為 300mA。因此，隨著柵源極電壓接近 0V，二極管的作用越來越小。所以，此電路能顯著減少關(guān)斷延遲時間，但只會增量化改進開關(guān)時間和 dv/dt 抗擾性。另一個缺點是，柵極關(guān)斷電流仍然必須流經(jīng)驅(qū)動器的輸出阻抗。
3.4.2 PNP 關(guān)斷電路
毫無疑問，快速關(guān)斷電路最常用的布局是圖 13 中所示的局部 PNP 關(guān)斷電路。在 QOFF 的幫助下，在關(guān)斷期間柵極和源極在 MOSFET 端子處形成局部短路。RGATE 限制開通速度，DON 為開通電流提供路徑。而且，DON 可以保護 QOFF 的基極-發(fā)射極結(jié)，防止在開通過程開始時出現(xiàn)反向擊穿。
此解決方案最大優(yōu)勢是，MOSFET 輸入電容的高峰值放電電流限制在兩個晶體管的柵極、源極和集電極以及發(fā)射極連接之間最小的環(huán)路內(nèi)。
關(guān)斷電流不會返回驅(qū)動器，不會導(dǎo)致誤開通問題，并且驅(qū)動器的功率損耗也減少了兩倍。關(guān)斷晶體管對柵極驅(qū)動環(huán)路電感、電勢電流感應(yīng)電阻器和驅(qū)動器的輸出阻抗進行分流。而且，QOFF 永遠不會達到飽和，這一點對于保障快速開關(guān)能力非常重要。通過詳細了解電路我們可以發(fā)現(xiàn)，此解決方案是一個簡化的雙極TotemPole 驅(qū)動器，其中二極管替代了 NPN 上拉晶體管。與Totem-Pole 驅(qū)動器相似，MOSFET 柵極被關(guān)斷電路鉗制在大約GND-0.7V 到 VDRV+0.7V 之間，從而消除了柵極電壓應(yīng)力過高的風險。該電路唯一一個已知的缺點是，由于 QOFF 的基極-發(fā)射極結(jié)上的壓降，它始終不能將柵極拉至 0V。
3.4.3 NPN關(guān)斷電路
要評估的下一個電路是局部 NPN 關(guān)斷電路，如圖 14 所示。與 PNP 解決方案相似，柵極放電電流有效地控制在局部。與 PNP 晶體管相比，NPN 晶體管能夠使柵極更接近于 GND。而且，此實現(xiàn)可提供自偏置機制，使 MOSFET 在上電期間保持關(guān)斷狀態(tài)。
遺憾的是，此電路有幾個明顯缺點。NPN 關(guān)斷晶體管 QOFF 為反相級，需要 QINV 提供的反相 PWM 信號。
反相器在 MOSFET 導(dǎo)通時會消耗驅(qū)動器中的電流，因此降低了電路效率。而且，QINV在導(dǎo)通時達到飽和狀態(tài)，這會延長柵極驅(qū)動中的關(guān)斷延時。
3.4.4 NMOS關(guān)斷電路
圖 15 依據(jù)此原理改進了實施，減少了器件數(shù)，使用雙驅(qū)動器為小型 N 溝道放電晶體管提供反相 PWM 信號。
此電路可提供非?？斓拈_關(guān)速度，可將 MOSFET 柵極完全放電至 0V。RGATE 不但能像以前一樣設(shè)置開通速度，還可用于在驅(qū)動信號時序有缺陷時防止在驅(qū)動器兩個輸出之間形成擊穿電流。要考慮的另一個重要因素是，QOFF 的 COSS 電容與主功率 MOSFET 的 CISS 電容并聯(lián)。這會增加驅(qū)動器需要提供的有效“總柵極電荷”。還要考慮，在驅(qū)動器 IC 的輸出在上電過程中實現(xiàn)智能化之前，主 MOSFET 的柵極處于懸空狀態(tài)。
3.5 dv/dt保護
在兩種情況下，MOSFET 需要防止 dv/dt 觸發(fā)開通。一種情況是在上電過程中，通常通過在器件的柵極和源極端子間加入一個電阻器來提供保護。根據(jù)公式20 可知，下拉電阻器的值取決于最差的情況下上電過程中電源軌的 dv/dt。
在此計算中，最大的難題是找到上電過程中可能產(chǎn)生的最大 dv/dt 并針對該特定 dv/dt 提供充足保護。
第二種情況是正常運行中，當電源關(guān)斷時在電源開關(guān)的漏源極端子上施加關(guān)斷 dv/dt 時。這種情況比原先預(yù)想的更常見。所有同步整流器開關(guān)均運行在此模式下，此內(nèi)容將在后文進行討論。多數(shù)諧振和軟開關(guān)轉(zhuǎn)換器可以在關(guān)斷實例后立即在主開關(guān)上施加 dv/dt，由功率級諧振元件驅(qū)動。由于工作結(jié)溫升高，與上電過程中相比這些 dv/dt 明顯升高并且 VTH 通常下降，因此必須由柵極驅(qū)動電路的低輸出阻抗提供保護。
首要任務(wù)是確定在最壞情況下可產(chǎn)生的最大 dv/dt。在評估特定器件對于應(yīng)用的適用性時，下一步是計算自然 dv/dt 極限，該極限由 MOSFET 的內(nèi)部柵極電阻和 CGD 電容決定。假定在理想的 (0 Ω) 外部驅(qū)動阻抗下，自然 dv/dt 極限如公式 21 所示。
如果 MOSFET 的自然 dv/dt 極限低于諧振電路的最大 dv/dt，則必須考慮使用一個不同 MOSFET 或負柵極偏置電壓。如果結(jié)果對器件有利，可根據(jù)公式 22 重新排列和求解以前的方程來計算最大柵極驅(qū)動阻抗。
當給定最大下拉電阻值時，可以實施柵極驅(qū)動設(shè)計。應(yīng)該考慮到，驅(qū)動器的下拉阻抗也與溫度有關(guān)。結(jié)溫升高時，基于 MOSFET 的柵極驅(qū)動 IC 的輸出電阻會高于 25°C 時通常所呈現(xiàn)的典型值。
關(guān)斷速度增強電路還可用于滿足 MOSFET 的 dv/dt 抗擾性，因為它們可以在關(guān)斷時和器件的關(guān)斷狀態(tài)下分流 RGATE。例如，圖13 所示的簡單 PNP 關(guān)斷電路可以提高 MOSFET 的最大 dv/dt。根據(jù) PNP 晶體管的Beta 影響修改的公式會產(chǎn)生更大的 dv/dt 額定值，如公式 23 所示。
在 dv/dt 計算中，回程系數(shù)是 MOSFET 的內(nèi)部柵極電阻，所有數(shù)據(jù)表中均未定義該值。之前提到過，此電阻取決于半導(dǎo)體內(nèi)分配柵極信號所用的材料屬性、單元密度和單元設(shè)計。
4. 同步整流器驅(qū)動
MOSFET 同步整流器是接地基準開關(guān)的一個特例。這些器件與傳統(tǒng)應(yīng)用所使用的 N 溝道 MOSFET 相同，只是它們被應(yīng)用到了電源的低電壓輸出而非整流器二極管中。它們通?？稍诜浅Ｓ邢薜穆┰礃O電壓擺幅下工作，因此，CDS 和 CGD 電容器具有相對較大的電容值。而且，其應(yīng)用非常獨特，因為這些器件工作在 V-I 平面的第四象限。電流從源極流至漏極端子。因此與柵極驅(qū)動信號無關(guān)。在同步開關(guān)周圍需要其他元件的情況下，電流將通過電阻通道或 MOSFET 的寄生體二極管在器件內(nèi)流動。評估 MOSFET 同步整流器的開關(guān)行為的最簡單模式是簡化的降壓功率級，其中整流器二極管由 QSR 晶體管代替，如圖 16 所示。
在此電路中，首先要認識到的是同步整流器 MOSFET 的運行取決于電路中另一個受控開關(guān)（即正向開關(guān)）QFW 的運行。兩個柵極驅(qū)動波形不是獨立的，必須符合特定的時序要求。柵極驅(qū)動信號疊加是致命的，因為環(huán)路中沒有顯著的限流組件，兩個 MOSFET 會造成電壓源短路。理想情況下，兩個開關(guān)應(yīng)同時開關(guān)，以防止 QSR MOSFET 的體二極管開通。遺憾的是，避免體二極管導(dǎo)電的時機很短。非常準確的自適應(yīng)時序和快速開關(guān)速度是必不可少是，而傳統(tǒng)設(shè)計技術(shù)通常難以實現(xiàn)這些目標。
因此，在大多數(shù)情況下，在同步 MOSFET 開關(guān)開通之前和關(guān)斷之后，體二極管會發(fā)生瞬間（從 20ns 到80ns）導(dǎo)電。
4.1 柵極電荷
在體二極管導(dǎo)電期間，器件內(nèi)會形成滿負載電流，并且漏源極電壓等于體二極管正向壓降。在這些情況下，開通或關(guān)斷器件所需的柵極電荷與傳統(tǒng)第一象限運行中所需的柵極電荷不同。當柵極開通時，漏源極電壓實際上為零，并對 CGD 和 CDS 電容器放電。而且，米勒效應(yīng)不存在，漏極和柵極端子間沒有反饋。因此，所需的柵極電荷等于將柵源極和柵漏極電容器上的電壓從 0V 提高到最終 VDRV 電平所需的電荷。為了進行準確估算，應(yīng)根據(jù)公式 24 確定 CGD 電容器在 0V 到 VDRV 之間的低電壓平均值。
然后可使用 公式 25 估算同步 MOSFET 整流器的總柵極電荷。
此值明顯低于 MOSFET 數(shù)據(jù)表中所列的總柵極電荷。與在第一象限運行中驅(qū)動相比，同步整流所用的具有相同驅(qū)動器電路的相同 MOSFET 可以更快地開通或關(guān)斷。遺憾的是，這個優(yōu)點無法實現(xiàn)，因為適用于同步整流的低 RDS(on) 器件由于裸片尺寸大，通常具有相當大的輸入和輸出電容。從驅(qū)動器功率損耗的角度來看，另一個必須要注意的問題是應(yīng)考慮數(shù)據(jù)表中的總柵極電荷值。雖然驅(qū)動器在開通過程中提供的柵極電荷少于數(shù)據(jù)表中所列的典型值，但這包括一部分流經(jīng)驅(qū)動器輸出阻抗的總電荷。在開通前，器件上的漏源極電壓發(fā)生變化時，功率級提供的米勒電荷必須流經(jīng)導(dǎo)致更多功率損耗的同步 MOSFET 的驅(qū)動器。可以在圖 17 中看到這種現(xiàn)象，接下來討論 dv/dt 注意事項時將涉及此內(nèi)容。
同步 MOSFET 的關(guān)斷過程遵循與開通過程相同的規(guī)則，因此，以前所有關(guān)于柵極電荷的注意事項均適用。
4.2 dv/dt 注意事項
圖 17 顯示了 QSR 的開通和關(guān)斷過程中最重要的電路和電流元件。實際上，更準確地說，QFW 中發(fā)生的開關(guān)操作強制 QSR 開通或關(guān)斷，而與自己的柵極驅(qū)動信號無關(guān)。
QSR 開通時，QFW 關(guān)斷。當 QFW 的柵極驅(qū)動信號從高電平轉(zhuǎn)換為低電平時，開關(guān)節(jié)點從輸入電壓電平轉(zhuǎn)為GND。電流仍然在正向開關(guān)中，直至 CRSS 電容器放電并且 QSR 的體二極管正向偏置。在此瞬間，同步MOSFET 接收電流，并且 QFW 完全關(guān)斷。在由控制器能力決定的短暫延時后，施加 QSR 的柵極驅(qū)動信號并開通 MOSFET。此時，電流從體二極管傳輸至器件通道。
在 QSR 導(dǎo)電過程結(jié)束時，必須關(guān)斷 MOSFET。通過移除同步開關(guān)柵極上的驅(qū)動信號來引發(fā)此過程。此事件本身不會導(dǎo)致器件關(guān)斷。相反，它強制電流流入體二極管而不是通道。電路運行與此電荷無關(guān)。當正向開關(guān)的柵極從低電平轉(zhuǎn)換為高電平時，電流開始從 QSR 進入 QFW。QFW 接收滿載電流并且體二極管完全恢復(fù)后，開關(guān)節(jié)點將從 GND 轉(zhuǎn)換為輸入電壓電平。在此轉(zhuǎn)換過程中，對 QSR 的 CRSS 電容器充電，同步 MOSFET 易受 dv/dt 感應(yīng)開通的影響。
總結(jié)同步 MOSFET 及其柵極驅(qū)動的這種獨特運行方式，我們可以得出以下最重要結(jié)論：正向開關(guān)的柵極驅(qū)動特性（開關(guān)速度）會在器件上施加同步 MOSFET 的開通和關(guān)斷 dv/dt。因此，應(yīng)同時設(shè)計兩個柵極驅(qū)動電路，以確保各自的速度和 dv/dt 極限在所有運行條件下都匹配。可以按照公式 26 中所示的步驟來確保這一目標。
假定 QSR 和 QFW 所用的器件相同，沒有外部柵極電阻器，并且與驅(qū)動器輸出阻抗相比內(nèi)部柵極電阻可以忽略，則驅(qū)動器輸出阻抗的近似比值如公式 27 所示。
采用由 10V 驅(qū)動信號驅(qū)動的邏輯電平 MOSFET 的一個典型示例可產(chǎn)生 0.417 的比值，這就意味著 QSR 的下拉驅(qū)動阻抗必須小于 QFW 的上拉驅(qū)動阻抗的 42%。在進行這些計算時，請記住除 VDRV 之外的每個參數(shù)都與溫度有關(guān)，其值可能需要調(diào)整以適應(yīng)設(shè)計的最差運行條件。
5. 高側(cè)非隔離柵極驅(qū)動
高側(cè)非隔離柵極驅(qū)動可按照所驅(qū)動的器件類型或涉及的驅(qū)動電路類型來分類。相應(yīng)地，無論是使用 P 溝道還是 N 溝道器件，是實施直接驅(qū)動、電平位移驅(qū)動還是自舉技術(shù)，它們都有差異。無論采用哪種方式，高側(cè)驅(qū)動器設(shè)計需要更多關(guān)注，以下核對表涵蓋了設(shè)計的各個方面，可能有所幫助：
? 效率
? 偏置和電源要求
? 速度限制
? 最大占空比限值
? dv/dt 影響
? 啟動條件
? 瞬態(tài)運行
? 旁路電容器大小
? 布局和接地注意事項
5.1 適用于 P 溝道器件的高側(cè)驅(qū)動器
在此組電路中，P 溝道 MOSFET 開關(guān)的源極端子連接到正輸入電壓軌。驅(qū)動器在柵極上施加一個與器件源極對應(yīng)的負振幅開通信號。這就意味著 PWM 控制器的輸出應(yīng)反轉(zhuǎn)并以正輸入電壓軌為基準。因為輸入電壓可視為直流電壓源，所以高側(cè) P 溝道驅(qū)動器無需以開關(guān)頻率為基礎(chǔ)在大電勢差之間擺動，但它們必須工作在整個輸入電壓范圍內(nèi)。而且，由于輸入電壓源具有較低的交流阻抗，因此驅(qū)動器以交流接地電勢作為基準。
5.1.1 P 溝道直接驅(qū)動
P 溝道高側(cè)驅(qū)動器最簡單的例子就是直接驅(qū)動，如果最高輸入電壓低于器件的柵源極擊穿電壓，可以實施這種驅(qū)動。典型應(yīng)用領(lǐng)域為使用 P 溝道 MOSFET 的 12V 輸入直流/直流轉(zhuǎn)換器，與圖 18 所示的原理圖相似。請注意，P 溝道器件的某些專用控制器中提供反相 PWM 輸出信號。
電路運行類似于 N 溝道器件的接地參考直接驅(qū)動器。顯著差異是柵極驅(qū)動電流的路徑，此電流永遠不會流入接地連接。相反，正軌互連會傳導(dǎo)柵極的高充電和放電電流。因此，為了最大程度地減小柵極驅(qū)動中的環(huán)路電感，需要寬跡線或平面來提供正輸入。
5.1.2 P 溝道電平位移驅(qū)動
對于超過 MOSFET 的柵源極電壓極限的輸入電壓，必須使用電平位移柵極驅(qū)動電路。最簡單的電平位移技術(shù)是使用開路集電極驅(qū)動器，如圖 19 所示。遺憾的是，開路集電極電平位移器不適合在高速應(yīng)用中直接驅(qū)動 MOSFET。
由于開路集電極晶體管的額定電壓，從有限輸入電壓范圍開始實施存在諸多問題。但最大的障礙是高驅(qū)動阻抗。ROFF 和 RGATE 電阻器都必須是高阻值電阻器，才能在開關(guān)導(dǎo)電期間限制驅(qū)動器中的持續(xù)電流。而且，柵極驅(qū)動振幅取決于電阻器分頻器比值和輸入電壓電平。由于開關(guān)速度和 dv/dt 抗擾性嚴重受限，因而此電路被排除在開關(guān) 應(yīng)用非常重要。然而，這個非常簡單的電平位移接口可用于在浪涌電流限流器或速度不是重要考量因素的類似應(yīng)用中驅(qū)動開關(guān)。
圖 20 顯示了電平位移的柵極驅(qū)動電路，該電路適合高速 應(yīng)用 并可與常規(guī) PWM 控制器無縫配合使用。在雙極Totem-Pole 驅(qū)動器級輸入端，很容易識別開路集電極電平位移原理。在此實施中，電平位移器具有兩個作用；它可以反轉(zhuǎn) PWM 輸出并將輸入電壓軌作為 PWM 信號的基準。
開通速度快，由 RGATE 和 R2 決定。在開關(guān)導(dǎo)通時，一個較小的直流電流流入電平位移器內(nèi)，使驅(qū)動器保持正確的偏置狀態(tài)。柵極驅(qū)動功率和電平位移電流都由功率級正輸入提供，該輸入端通常會被有效地旁路繞過。
驅(qū)動器的功耗一部分取決于頻率（基于主開關(guān)的柵極電荷），一部分取決于占空比和輸入電壓（由于電平位移器中流動的電流）。
此電路的一個缺陷是由于存在 R1 和 R2 分頻器，VDRV 仍然是輸入電壓的函數(shù)。在大多數(shù)情況下，保護電路可能需要防止柵源極端子上產(chǎn)生過高的電壓。另一個潛在的難題是 NPN 電平位移晶體管的飽和，這會延長由 R1 和 RGATE 決定的關(guān)斷時間。幸運的是，這些缺點均可通過移動 QINV 的發(fā)射極和 GND 之間的 R2 來消除。最終電路可在開通和關(guān)斷過程中提供恒定的柵極驅(qū)動振幅和快速對稱的開關(guān)速度。驅(qū)動器方案的 dv/dt抗擾性主要由 R1 電阻器決定。低阻值電阻器可提高抗 dv/dt 電感開通的能力，不過會增加電平位移器的功率損耗。還應(yīng)注意，此解決方案有一個內(nèi)置上電過程自偏置機制。當 PWM 控制器仍然處于非活動狀態(tài)時，QINV 關(guān)斷，并且 R1 和Totem-Pole驅(qū)動器的上 NPN 晶體管使主 MOSFET 的柵極保持在閾值以下。不過，應(yīng)特別注意快速輸入電壓瞬變，因為它會在 P 溝道 MOSFET 晶體管的關(guān)斷狀態(tài)下導(dǎo)致 dv/dt 電感開通。
一般來說，直流電平位移驅(qū)動器的效率相對較低，其功率損耗限制在特定輸入電壓電平以上。這些基本的折衷是為了平衡開關(guān)速度和電平位移器的功率損耗，從而在整個輸入電壓范圍內(nèi)滿足所有要求。
5.2 適用于 N 溝道器件的高側(cè)直接驅(qū)動器
絕大多數(shù)電源應(yīng)用將 N 溝道 MOSFET 用作主電源，因為其價格低廉，速度更快，且導(dǎo)通電阻更低。將 N溝道器件用作高側(cè)開關(guān)需要使用以 MOSFET 的源極為基準的柵極驅(qū)動電路。驅(qū)動器必須能夠承受開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中出現(xiàn)的劇烈電壓擺幅，并將 MOSFET 的柵極驅(qū)動在電源的正電源軌以上。在大多數(shù)情況下，柵極驅(qū)動電壓必須高于電路中提供的最高直流電勢。所有這些困難使得高側(cè)驅(qū)動器設(shè)計成為一項富有挑戰(zhàn)的任務(wù)。
5.2.1 適用于 N 溝道MOSFET的高側(cè)直接驅(qū)動
在最簡單的高側(cè)應(yīng)用中，可通過 PWM 控制器或接地參考驅(qū)動器直接驅(qū)動 MOSFET。此應(yīng)用必須滿足兩個條件：
典型應(yīng)用原理圖如圖 21 所示，其中包含可選的 PNP 關(guān)斷電路。
看看電路的基本運行（現(xiàn)在忽略 PNP 關(guān)斷晶體管），此配置與接地參考驅(qū)動方案相比有兩個主要差異。由于漏極連接到正直流輸入電壓軌，因此開關(guān)操作發(fā)生在器件的源極端子上。它仍然是相同的鉗位電感應(yīng)開關(guān)，開通和關(guān)斷間隔相同。但是從柵極驅(qū)動設(shè)計的角度來看，這是一個完全不同的電路。請注意，柵極驅(qū)動電流在源極端子上無法返回接地點。相反，該電流必須流經(jīng)連接到器件源極的負載。在非連續(xù)電感器電流模式下，柵極充電電流必須流經(jīng)輸出電感器和負載。然而在連續(xù)電感器電流模式下，可以通過整流器二極管的導(dǎo)電 pn 結(jié)使環(huán)路閉合。在關(guān)斷時，柵極放電電流流經(jīng)連接在接地點和 MOSFET 源極之間的整流器二極管。在所有運行模式下，CGD 電容器的充電和放電電流都會流經(jīng)功率級高頻旁路電容器。
這些差異導(dǎo)致的最終結(jié)果是，由于柵極驅(qū)動電路中所需的元件增加、環(huán)路面積增大，寄生源極電感相應(yīng)增大。之前提到，源極電感對柵極驅(qū)動具有負反饋影響，并會減慢電路中的開關(guān)操作。
高側(cè)直接驅(qū)動的另一個顯著差異是源極（即電路的開關(guān)節(jié)點）的行為。通過密切注意關(guān)斷過程中 MOSFET的源極波形，可以觀察到一個較大的負電壓。圖 22 闡明了這項非常復(fù)雜的開關(guān)操作。
當通過將柵極端子拉至接地來啟動關(guān)斷過程時，MOSFET 的輸入電容會快速放電至米勒平坦區(qū)域電壓。器件仍然完全導(dǎo)通，完整的負載電流會經(jīng)過漏極流至源極，并且壓降較小。接下來，在米勒區(qū)域，MOSFET充當源極跟隨器。
源極與柵極電壓一起下降，同時漏源極上的電壓上升，柵源極電壓在 VGS,Miller 電平上保持恒定。dv/dt 受到器件的柵極驅(qū)動阻抗和 CGD 電容器限制。一旦源極電壓降至 0.7V 或低于地電平，整流器二極管應(yīng)將開關(guān)節(jié)點鉗制為地電平。
實際上，源極可以在短時間內(nèi)降至地電平以下，直至整流器二極管完成正向恢復(fù)過程，并且電流克服了寄生電感的影響。當負載電流從 MOSFET 完全傳輸?shù)蕉O管后，開關(guān)節(jié)點可以返回到最終電壓，即低于地電平的二極管壓降。
此源極電壓的負偏移說明柵極驅(qū)動電路存在一個重大問題。慢速二極管和高寄生電感值可導(dǎo)致 MOSFET 源極上的負電壓過高，并可將驅(qū)動器的輸出引腳拉至地電平以下。為了保護驅(qū)動器，可在輸出引腳和接地之間連接低正向壓降肖特基二極管，如圖 21 所示。要考慮的另一方面是，當柵極端子達到 0V 時，柵極放電電流將變?yōu)榱恪艠O端子和 MOSFET 的進一步負拉取會開始重新開通。最后，系統(tǒng)實現(xiàn)了精妙的平衡，柵極放電電流和寄生電感上的壓降使得器件電流擁有相同的 di/dt。
甚至圖 21 中所示的可選關(guān)斷加速電路在開關(guān)結(jié)處于負電壓尖峰時沒有幫助。當柵極電壓降至地電平上的VBE 時，PNP 晶體管將關(guān)斷，并且在負電壓瞬變過程中 MOSFET 會被孤立。還應(yīng)注意主開關(guān)處于關(guān)斷狀態(tài)時，抗噪性能有所下降。源極電壓比地電平低幾百毫伏，柵極保持為高于地電平約 0.7V。柵極相對源極的此正電壓接近閾值電壓，尤其對于邏輯電平器件和高溫條件下，這一點非常危險。
5.2.2 自舉柵極驅(qū)動技巧
當輸入電壓電平禁止為高側(cè) N 溝道 MOSFET 使用直接?xùn)艠O驅(qū)動電路時，可以考慮使用自舉柵極驅(qū)動技術(shù)的原理。此方法利用柵極驅(qū)動和附帶的偏置電路，兩者都將主 MOSFET 晶體管的源極作為基準。驅(qū)動器和偏置電路都在兩個輸入電壓軌和器件源極之間擺動。然而，可通過低電壓電路元件實施驅(qū)動器和浮動偏置，因為這些元件上永遠不會施加輸入電壓。驅(qū)動器和接地參考控制信號由電平位移電路連接，該電路必須承受浮動高側(cè)和接地參考低側(cè)電路之間的高電壓差和較大的電容開關(guān)電流。
5.2.2.1 分立式高性能浮動驅(qū)動器
代表自舉原理的典型實施如 圖 23 所示。接地參考 PWM 控制器或 MOSFET 驅(qū)動器由其局部旁路電容器和輸出引腳代表。自舉柵極驅(qū)動電路的構(gòu)件塊易于識別。電平位移電路由自舉二極管 QBST、R1、R2 和電平位移晶體管 QLS 構(gòu)成。自舉電容器 CBST、圖騰柱雙極驅(qū)動器和常規(guī)柵極電阻器都是自舉解決方案的浮動型源極基準部件。
此特殊實施采用無板載浮動驅(qū)動器的低成本簡單 PWM 控制器，可非常高效地應(yīng)用于 12V 至大約 24V 的系統(tǒng)。IC 額定電壓不限制輸入電壓電平，這一點非常有用。而且，電平位移電路是源極開關(guān)小型 NMOS 晶體管，在主 MOSFET 導(dǎo)通時不會從自舉電容器上消耗任何電流。這在保持電平位移器高效以及延長主開關(guān)最大導(dǎo)通時間方面是一個重要特性。運行方式可總結(jié)如下：當 PWM 輸出升高以開通主 MOSFET 時，電平位移晶體管關(guān)斷。R1 支持基極電流流至Totem-Pole驅(qū)動器的上 NPN 晶體管，然后主 MOSFET 開通。從自舉電容器 CBST 中獲取柵極電荷。當開關(guān)開通時，其源極擺動至正輸入電壓軌。自舉二極管和晶體管阻止輸入電壓，驅(qū)動器的電源由自舉電容器提供。在關(guān)斷時，PWM 輸出降低，并開通電平位移晶體管。
電流開始流入 R1 和 R2，流向接地點，然后圖騰柱驅(qū)動器的低 PNP 晶體管開通。當主 MOSFET 的柵極放電時，漏源極電壓升高，源極轉(zhuǎn)換為低電平，從而開通整流器。在主開關(guān)關(guān)斷時，自舉電容器通過自舉二極管重新充電至 VDRV 電平。此電流由接地參考電路的 CDRV 旁路電容器提供，并流經(jīng) DBST、CBST 和導(dǎo)電整流器元件。這就是自舉技術(shù)的基本運行原理。
5.2.2.2 集成的自舉驅(qū)動器
在中等輸入電壓 應(yīng)用（主要是 24 V 或 48 V 電信系統(tǒng)）中，大多數(shù)自舉元件都可集成到 PWM 控制器中，如圖 24 所示。
對于更高的電壓，可使用專用驅(qū)動器 IC 來簡化在高達 600V 額定電壓下自舉柵極驅(qū)動的設(shè)計。這些高電壓IC 采用獨特的電平位移設(shè)計，在這一點上有所不同。為了維持高效可管理的功率損耗，電平位移器在主電源導(dǎo)通時不應(yīng)消耗任何電流。即使電平位移晶體管中出現(xiàn) 1mA 的微小電流，在最壞情況下都可能導(dǎo)致驅(qū)動器IC 中形成接近 0.5W 的功率損耗。
廣泛應(yīng)用于這些領(lǐng)域的 技術(shù) 稱為脈波拴鎖電平轉(zhuǎn)換器，如圖 25 所示。
如圖所示，PWM 輸入信號被轉(zhuǎn)換為 ON/OFF 命令。上升沿和下降沿產(chǎn)生的短脈沖會驅(qū)動與高側(cè)電路交互的電平位移晶體管對。相應(yīng)地，對驅(qū)動器的浮動部分也進行了修改，電平位移命令信號必須與噪聲區(qū)分開并被栓鎖，以保證正常操作。由于電平位移器中會出現(xiàn)短時電流，此操作可降低功率損耗，但同時也會降低抗噪性，因為在驅(qū)動器輸入端不能持續(xù)出現(xiàn)命令信號。600V 額定脈波拴鎖電平轉(zhuǎn)換器上的典型脈寬大約為120納秒。驅(qū)動器的自然延時中增加了此時間間隔，并出現(xiàn)在運行中的開通和關(guān)斷延時中，驅(qū)動器的數(shù)據(jù)表中列出了此間隔。由于超出最佳延時，因此高電壓柵極驅(qū)動器 IC 的運行頻率范圍限制在幾百 kHz 以下。有些低電壓高側(cè)驅(qū)動器 IC（不超過100V）使用連續(xù)電流直流電平位移電路來消除脈沖鑒別器的延時，因此它們支持更高的工作頻率。
5.2.2.3 自舉開關(guān)操作
自舉柵極驅(qū)動電路可與高側(cè) N 溝道 MOSFET 晶體管一起使用，如圖 26 所示。高側(cè)開關(guān)的開關(guān)轉(zhuǎn)換之前在講到高側(cè) N 溝道直接驅(qū)動方案的時候已經(jīng)介紹過，這些轉(zhuǎn)換同樣適用于自舉驅(qū)動器。
此電路最大的問題就是在關(guān)斷過程中器件的源極上會出現(xiàn)負電壓。如前文所述，負電壓的振幅與將主MOSFET 的源極接地的寄生電感（包括與整流器關(guān)聯(lián)的寄生電感）和器件的關(guān)斷速度 (di/dt) 成比例，這主要由柵極驅(qū)動電阻器 RGATE 和輸入電容器 CISS 確定。對于驅(qū)動器的輸出級來說，此負電壓會帶來很大的麻煩，因為它會直接影響驅(qū)動器或 PWM IC 的源極引腳（通常稱為 SRC 或 VS 引腳），并可能將某些內(nèi)部電路的電壓拉至遠遠低于地電平。
負電壓瞬變帶來的其他問題還有可能在自舉電容器上形成過壓。DBST 會將電容器 CBST 從 CDRV 充至峰值。因為 CDRV 以接地為基準，自舉電容器上可形成的最大電壓是 VDRV 與源極端子上負電壓振幅之和。用一個小電阻器與自舉二極管串聯(lián)便可緩解這個問題。遺憾的是，串聯(lián)電阻器不能針對過壓問題提供安全的解決方案，它還會延長自舉電容器重新充電的過程。
圖 27 中顯示的電路可為 SRC 引腳提供非常有效的保護。它需要將柵極電阻器從柵極移到驅(qū)動器和主MOSFET 之間的源極引線上，并在接地點和驅(qū)動器的 SRC 引腳之間增加一個低正壓降小型肖特基二極管。
在此電路中，RGATE 具有兩個作用：它可以設(shè)置 MOSFET 中的開通和關(guān)斷速度，它可以在主開關(guān)的源極端子出現(xiàn)負電壓瞬變的過程中為肖特基二極管提供限流?，F(xiàn)在，開關(guān)節(jié)點的電壓可以低于地電平幾伏擺動，而不會干擾驅(qū)動器的運行。而且，可通過連接到 CBST 兩端的兩個二極管為自舉電容器提供過壓保護。此電路唯一的潛在危險是，自舉電容器的充電電流必須流經(jīng) RGATE。CBST 和 RGATE 的時間常數(shù)會減慢重新充電過程，當 PWM 占空比接近單位帶寬增益積時，這可能成為一個限制因素。
5.2.2.4 自舉偏置、瞬變問題和啟動
圖 28 顯示了自舉柵極驅(qū)動技術(shù)的典型應(yīng)用圖。原理圖上標出了四個重要的旁路電容器。
從設(shè)計角度來看，自舉電容器 CBST 是最重要的元件，因為它可以過濾對主 MOSFET 的柵極充電的高峰值電流，同時為源極基準浮動電路提供偏置。在正常運行的每個開關(guān)周期內(nèi)，自舉電容器可提供用于開啟MOSFET 的總柵極電荷 (QG)、反向恢復(fù)電荷 (QRR) 和自舉二極管 (ILK,D) 的泄漏電流、電平位移器 (IQ,LS) 和柵極驅(qū)動器 (IQ,DRV) 的靜態(tài)電流以及柵源極端子 (IGS) 間的泄漏電流，包括由潛在柵源極下拉電阻器消耗的電流。這些電流中有一部分只在主開關(guān)開通期間流動，一部分可能為零，具體取決于驅(qū)動器和電平位移器的實際實施。
假定處于穩(wěn)態(tài)運行中，可使用 公式 30 來計算實現(xiàn)目標紋波電壓 ΔVBST 的自舉電容值：
要最終確定自舉電容值，還必須檢查兩種極端運行條件。在負載瞬變過程中，可能必須在幾個開關(guān)周期內(nèi)將主開關(guān)保持在開啟或關(guān)斷狀態(tài)。為了確保在這些情況下不間斷運行，CBST 電容器必須儲存足夠的能源以使浮動偏置電壓長時間保持在高側(cè)驅(qū)動器 IC 的欠壓鎖定閾值之上。
從輕負載到重負載，某些控制器可以使主開關(guān)持續(xù)保持開啟狀態(tài)，直至輸出電感器電流達到負載電流值。最大開通時間 (tON,MAX) 通常由該值和輸出電感器上的壓差來決定。在這些情況下，可按 公式 31 所示的方法確定最小自舉電容值。
采用分立式浮動驅(qū)動器實施，VUVLO 可用最小安全柵極驅(qū)動電壓取代。
當 MOSFET 在幾個開關(guān)周期內(nèi)保持關(guān)斷時，其他方向的任何負載瞬變均需要脈沖跳躍。當輸出電感器電流達到零時，主開關(guān)的源極穩(wěn)定在輸出電壓電平上。自舉電容器必須提供所有常規(guī)放電電流分量并存儲足夠的能源以便在空閑周期結(jié)束時開啟開關(guān)。與以前的瞬態(tài)模式相似，可按 公式 32 所示的方法計算最小電容值。
在某些 應(yīng)用領(lǐng)域（如電池充電器），在向轉(zhuǎn)換器施加輸入功率之前可能存在輸出電壓。在這些情況下，主MOSFET的源極和 CBST的負節(jié)點處于輸出電壓，自舉二極管可能在啟動時反向偏置。有可能無法向自舉電容器提供初始電荷，具體取決于偏置和輸出電壓電平之間的電勢差。假定輸入和輸出電壓之間有足夠的壓差，包含 RSTART 電阻器、DSTART二極管和 DZ齊納二極管的簡單電路可以解決啟動問題，如圖 29 所示。
在此啟動電路中，DSTART 充當?shù)诙€自舉二極管，用于在上電時對自舉電容器充電。CBST將充電至 DZ 的齊納電壓，正常運行過程中它應(yīng)高于驅(qū)動器的偏置電壓。自舉電容器的充電電流和齊納電流受到啟動電阻器的限制。為了實現(xiàn)最佳效率，可選擇 RSTART 的值將電流限制到一個較低值，因為通過啟動二極管的第二個自舉路徑在電路中永久存在。
5.2.2.5 接地注意事項
要通過高側(cè) N 溝道 MOSFET 實現(xiàn)自舉柵極驅(qū)動器的最佳布局設(shè)計，需要解決三個重要的接地問題。圖 28可用于識別典型應(yīng)用中最重要的高電流環(huán)路。
首先要關(guān)注的是盡可能將柵極的高峰值電流限制在較小的物理區(qū)域內(nèi)?？紤]到柵極電流必須流經(jīng)的路徑，這可能是一項富有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。在開啟時，路徑中需要自舉電容器、驅(qū)動器的開啟晶體管、柵極電阻、柵極端子，最后，環(huán)路在主 MOSFET 的源極閉合，這也是 CBST 的基準。關(guān)斷過程更復(fù)雜，因為柵極電流有兩個獨立分量。CGS 電容器的放電電流有效地控制在局部，它流經(jīng)柵極電阻器、驅(qū)動器的關(guān)斷晶體管，并從功率MOSFET 的源極流至柵極。另一方面，CGD 電容器的電流必須流經(jīng) RGATE、驅(qū)動器的關(guān)斷晶體管、輸出濾波器，最終流至功率級輸入電容器 (CIN)。必須在印刷電路板上盡量縮小承載柵極驅(qū)動電流的所有三個環(huán)路。
第二個高電流路徑包含驅(qū)動器的自舉電容器、自舉二極管、局部接地參考旁路電容器和整流器二極管或功率級晶體管。通過自舉二極管從接地參考驅(qū)動器電容器 CDRV（從 DBST 的陽極接地）周期性對 CBST 重新充電。重新充電發(fā)生在短時間隔內(nèi)，需要高峰值電流。所以，高側(cè)驅(qū)動器必須同時在輸入側(cè)局部旁路繞過。根據(jù)經(jīng)驗法則，CDRV 應(yīng)比 CBST 大一個數(shù)量級。盡可能減小印刷電路板上的環(huán)路面積對于確?？煽窟\行同樣重要。
此電路的第三個問題是將電源接地和浮動電路之間流動的寄生容性電流限制在一個低阻抗環(huán)路內(nèi)。目標是使這些電流偏離敏感模擬控制部件的接地點。圖 30 展示了在兩種包含高側(cè)驅(qū)動器 IC 的代表性應(yīng)用中的寄生容性 電流路徑。
單個高側(cè)驅(qū)動器 IC 通常只有一個 GND 連接。由于容性電流必須返回功率級接地電勢，因此 IC 的低側(cè)部分應(yīng)以電源接地為基準。這與直覺不符，因為驅(qū)動器的控制信號以信號接地為基準。然而，消除模擬和電源接地間的高容性電流分量還可確保盡可能減小兩個接地點之間的電勢差。
通過通用半橋驅(qū)動器 IC 可顯著改善這種情況，該 IC 在同一封裝中包含一個低側(cè)和一個高側(cè)驅(qū)動器。這些電路有兩個接地連接，通常標示為 GND 和 COM，使布局更加靈活。為了使容性電流盡可能在最短的路徑內(nèi)返回電源接地，COM 引腳與電源接地連接?？衫?GND 引腳提供與控制器的信號接地的連接，從而最大程度地提高抗噪性。
但出于完整性考慮，還需要提到 PWM 控制器的旁路電容器，該電容器置于靠近 IC 的 VCC 和 GND 引腳處。再來看看圖 28，CBIAS 相對于 CBST 和 CDRV 而言是一個較小的電容器，因為它只提供高頻旁路，而不參與柵極驅(qū)動過程。
6. 交流耦合柵極驅(qū)動電路
柵極驅(qū)動路徑中的交流耦合可為柵極驅(qū)動信號提供簡單的電平位移。交流耦合的主要作用是修改主MOSFET 的開通和關(guān)斷柵極電壓，而高側(cè)柵極驅(qū)動則不同，它最需要關(guān)注的是縮小較大的電勢差。在如圖31 所示的接地參考示例中，柵極驅(qū)動在 -VCL 和 VDRV-VCL 電平之間，而不是驅(qū)動器的初始輸出電壓電平 0V和 VDRV 之間。電壓 VCL 由二極管鉗斷網(wǎng)絡(luò)決定，在耦合電容器上形成。此技術(shù)的優(yōu)點是能夠以簡單的方法在開關(guān)關(guān)斷時和關(guān)斷狀態(tài)下為柵極提供負偏置，從而提高 MOSFET 的關(guān)斷速度并改善 dv/dt 抗擾性。這種折衷方法略微降低了開啟速度，同時由于正驅(qū)動電壓降低可能增加 RDS(on) 電阻。
交流耦合的基本元件是耦合電容器 CC 和柵源極負載電阻器 RGS。
該電阻器在上電過程中發(fā)揮著關(guān)鍵作用，可拉低柵極電壓。這是唯一一種在啟動時使 MOSFET 保持關(guān)斷的機制，它的原理是在驅(qū)動器的輸出端和器件柵極之間阻斷耦合電容器的影響。此外，RGS 為耦合電容器上的電流提供了一個路徑。如果沒有這個電流分量，則不允許在 CC 上形成電壓。從理論上來說，會在每個開關(guān)周期中提供數(shù)量相同的總柵極電荷，然后通過電容器移除，并且經(jīng)過 CC 的凈電荷為零。
相同的原理可應(yīng)用于穩(wěn)態(tài)運行，以通過電路中的 RGS 確定耦合電容器上的直流電壓。假定沒有鉗位電路，電容器上的恒定 VC 電壓、恒定占空比 D 和 RGS 的電流可表示為經(jīng)過 CC 的附上電荷分量。
相應(yīng)地，在 MOSFET 的開啟和連續(xù)開通過程中通過耦合電容器提供的總電荷如 公式 33 所示。
對于開關(guān)的關(guān)斷和連續(xù)關(guān)斷時間也應(yīng)遵循相同的注意事項，總電荷可按 公式 34 所示進行計算。
對于穩(wěn)態(tài)運行，兩種電荷必須相等。
通過求解 VC 的方程式，可確定耦合電容器上的電壓。
這個為人所熟知的關(guān)系強調(diào)了占空比對耦合電容器電壓的依賴性。隨著占空比變化，VC 隨之改變，且MOSFET 的開通和關(guān)斷電壓相應(yīng)調(diào)節(jié)。按照 圖 32 的示例，在低占空比周期中，關(guān)斷過程中的負偏置減小，而在高占空比時，開啟電壓不足。
可使用與 RGS 并聯(lián)的鉗位電路來解決大占空比下開啟電壓不足的問題，如 圖 31 所示。圖 32 中還顯示了對耦合電容器電壓的影響。由于耦合電容器電壓受到鉗位限制，因此可確定柵極的最大負偏置電壓。由于柵極驅(qū)動振幅不受交流耦合電路的影響，因此可確保整個占空比范圍內(nèi)的最低開啟電壓。
6.1 計算耦合電容
每個開關(guān)周期中經(jīng)過 CC 的電荷量會以開關(guān)頻率為基礎(chǔ)在耦合電容器上形成交流紋波電壓。顯然，這種電壓變化與驅(qū)動電壓的振幅相比應(yīng)保持較小的值。
可根據(jù)之前確定的電荷計算紋波電壓，如公式 36 所示。
考慮到 VC = D?VDRV，還可重新排列 公式 37 以獲得所需的電容值。
此表達式表明在 D = 0.5 時為最大值。一條良好的經(jīng)驗法則是，將最差情況下的交流紋波電壓振幅 (ΔVC) 限制為大約 VDRV 的 10%。
6.2 耦合電容器的啟動瞬變
必須再定義一個參數(shù)，才能計算所需的最小耦合電容值。必須選擇 RGS 的值。為了做出明智的決策，必須檢查交流耦合電路的啟動瞬變。
上電時，CC 上的初始電壓為零。當驅(qū)動器的輸出開始切換時，耦合電容器上的直流電壓會逐漸上升，直至達到穩(wěn)態(tài)值 VC。在 CC 上形成 VC 的持續(xù)時間取決于由 CC 和 RGS 決定的時間常數(shù)。因此，要同時實現(xiàn)耦合電容器的目標啟動瞬變時間和特定紋波電壓，必須同時計算兩個參數(shù)。幸運的是，以下兩個公式可計算這兩個未知數(shù)：
從而得到一個解決方案。代入第二個公式中 RGS 的表達式，最差情況下 D = 0.5，確定 ΔVC = 0.1 × VDRV，可求解并簡化第一個公式，計算最小電容值，如 公式 39 所示。
計算出 CC,MIN 后，其值和所需啟動時間常數(shù) (τ) 決定了所需的下拉電阻。交流耦合驅(qū)動的常見設(shè)計折衷方法是平衡效率和瞬變時間常數(shù)。為了在不同占空比下更快地調(diào)節(jié)耦合電容器電壓，必須允許柵源極電阻器上存在更大的電流。
7. 變壓器耦合柵極驅(qū)動
在高電壓柵極驅(qū)動 IC 出現(xiàn)以前，使用柵極驅(qū)動變壓器是唯一一種在離線或類似高電壓電路中驅(qū)動高側(cè)開關(guān)的可行解決方案。現(xiàn)在，兩種解決方案同時存在并且各有利弊，可用于不同的 應(yīng)用非常重要。集成高側(cè)驅(qū)動器非常方便，使用的電路板更小，但開通和關(guān)斷延時比較長。設(shè)計合理的變壓器耦合解決方案具有可忽略的延時，可跨更高的電勢差運行。通常，它使用更多元件，需要設(shè)計變壓器，或者至少了解其運行和規(guī)格。在集中精力設(shè)計柵極驅(qū)動電路前，應(yīng)檢查一些與所有變壓器設(shè)計有關(guān)的常見問題及其與柵極驅(qū)動變壓器的關(guān)聯(lián)。
? 變壓器至少有兩個繞組。使用獨立的一次和二次繞組便于實現(xiàn)隔離。一次繞組和二次繞組之間的匝數(shù)比可實現(xiàn)電壓調(diào)節(jié)。在柵極驅(qū)動變壓器中，通常不需要電壓調(diào)節(jié)，但隔離是一個重要功能。
? 理想情況下，無一例外，變壓器不存儲能源。所謂的反激式“變壓器”實際上是耦合電感器。然而，實際變壓器中繞組之間的非磁性區(qū)域以及兩個半芯結(jié)合處的小氣隙中會存儲少量能源。這種能源存儲由泄漏和磁化電感表示。在電源變壓器中，減小泄漏電感對于最大程度地減少能源存儲進而確保高效率來說非常重要。柵極驅(qū)動變壓器所需的平均功耗非常小，但它在開通和關(guān)斷時會產(chǎn)生高峰值電流。為了避免柵極驅(qū)動路徑中的延時，低泄漏電感仍然必不可少。
? 法拉第定律要求變壓器繞組上的平均電壓在一段時間內(nèi)必須為零。即使較小的直流分量也可導(dǎo)致通量“漂移”，最終導(dǎo)致磁芯飽和。此法則會對由單端 PWM 電路控制的變壓器耦合柵極驅(qū)動的設(shè)計產(chǎn)生重大影響。
? 磁芯飽和限制了繞組上施加的伏秒數(shù)。變壓器設(shè)計必須預(yù)測所有運行條件下的最大伏秒數(shù)，這必須同時包含最差情況下的瞬變和最大占空比以及最大輸入電壓。柵極驅(qū)動變壓器設(shè)計中唯一一個放寬情況是穩(wěn)壓電源。
? 必須保留開關(guān)周期中很大一部分，以便重置單端應(yīng)用（只工作在 B-H 平面的第一象限，例如正向轉(zhuǎn)換器）中主電源 變壓器的磁芯。復(fù)位時間間隔可限制變壓器的工作占空比。即使在單端柵極驅(qū)動變壓器設(shè)計中，這基本上也不是問題，因為必須采用交流耦合，所以會使用雙向磁化。
7.1 單端變壓器耦合柵極驅(qū)動電路
這些柵極驅(qū)動電路與單輸出 PWM 控制器結(jié)合使用，以驅(qū)動高側(cè)開關(guān)。圖 33 顯示了基本電路。
耦合電容器必須與柵極驅(qū)動變壓器的一次繞組串聯(lián)，以便為磁化電感提供復(fù)位電壓。如果沒有電容器，繞組上就會形成一個取決于占空比的直流電壓，并且變壓器會飽和。
CC 的直流電壓 (VC) 的形成與交流耦合直接驅(qū)動中所示的方法相同。公式40 中還顯示了耦合電容器電壓的穩(wěn)態(tài)值。
與交流耦合直接驅(qū)動相似，實際的柵極驅(qū)動電壓 VC 會隨占空比變化。此外，占空比的突然變化會激發(fā)由柵極驅(qū)動變壓器和耦合電容器的磁化電感形成的 L-C 諧振環(huán)路。在大多數(shù)情況下，可通過插入一個與 CC 串聯(lián)的低阻值電阻器 (RC) 來減小此 L-C 諧振。RC 的值由諧振電路的特性阻抗決定，并按公式 41 中指定。
請記住，公式 41 中定義的 RC 值是包含 PWM 驅(qū)動器的輸出阻抗的等效串聯(lián)電阻。而且，還應(yīng)考慮耦合電容器電壓的臨界阻尼響應(yīng)可能需要不合理的高電阻值。這會限制柵極電流，最終限制主開關(guān)的開關(guān)速度。另一方面，欠阻尼響應(yīng)可能導(dǎo)致諧振過程中在柵源極端子上出現(xiàn)不可接受的電壓應(yīng)力。
形成 VC 的電流有兩個分量：變壓器的磁化電流以及主 MOSFET 柵極和源極之間連接的下拉電阻器中流動的電流。相應(yīng)地，控制耦合電容器電壓的調(diào)節(jié)速度的啟動和瞬變時間常數(shù)體現(xiàn)了柵極驅(qū)動變壓器的磁化電感的影響，可通過以下公式估算：
磁化電感對驅(qū)動器的凈電流及其方向還有另一種明顯的影響。圖 34 強調(diào)了電路中流動的不同電流分量以及驅(qū)動器應(yīng)提供的電流分量之和 IOUT。
請注意輸出電流波形中的灰色陰影區(qū)域。輸出驅(qū)動器處于低狀態(tài)，這意味著它需要灌入電流。但由于磁化電流分量，驅(qū)動器實際上在拉電流。因此，輸出必須通過變壓器耦合柵極驅(qū)動來處理雙向電流。如果驅(qū)動器不能承載雙向電流，可能需要增加二極管。雙極 MOSFET 驅(qū)動器是一個典型示例，在該示例中，需要在接地點和輸出引腳之間連接肖特基二極管。類似情況還發(fā)生在不同占空比或電流分量值時驅(qū)動器處于高狀態(tài)的過程中。解決此問題并避免在驅(qū)動器輸出端增加二極管的一個簡單方法是增加阻性電流分量以抵消磁化電流的影響。
當占空比較大時（如降壓轉(zhuǎn)換器），圖 33 的電路不能提供足夠的柵極驅(qū)動電壓。耦合電容器電壓與占空比成比例上升。相應(yīng)地，關(guān)斷期間的負偏置也會增加，而開啟電壓降低。在柵極驅(qū)動變壓器的次極增加兩個小分量可以防止這種情況。
圖 35 顯示了恢復(fù)柵極驅(qū)動脈沖的初始電壓電平的常用技術(shù)。
在此，使用二級耦合電容器 (CC2) 和簡單的鉗位二極管 (DC2) 來恢復(fù)變壓器次級側(cè)上的初始柵極驅(qū)動振幅。如果在主開關(guān)關(guān)斷期間需要更大的負偏置，可以增加一個齊納二極管，以類似于 圖 31 中所示的方式與該二極管串聯(lián)，相對于交流耦合直接驅(qū)動解決方案。
7.1.1 計算耦合電容
計算耦合電容值的方法基于允許的最大紋波電壓，穩(wěn)態(tài)運行時經(jīng)過該電容器的電荷量在之前的交流耦合電路中已經(jīng)介紹過。CC2 的公式與直接耦合柵極驅(qū)動電路的公式相似。紋波電壓有兩個分量：一個與主 MOSFET的總柵極電荷有關(guān)，另一個分量是由柵極下拉電阻器中的電流產(chǎn)生的：
此表達式在開關(guān)最大開通時間（也就是最大占空比）時具有最大值。在初級側(cè)耦合電容器中，柵極驅(qū)動變壓器的磁化電流會產(chǎn)生更多紋波電壓分量。其影響體現(xiàn)在 公式 44 中，可使用該公式計算初級側(cè)耦合電容值。
可通過確定上述表達式的最大值找到可確保在所有運行條件下保持在目標紋波電壓以下的最小電容。遺憾的是，在不同占空比下都可能出現(xiàn)最大值，具體取決于實際設(shè)計參數(shù)和分量值。在大多數(shù)實際解決方案中，它介于 D = 0.6 至 D = 0.8 的范圍內(nèi)。
還應(yīng)注意，紋波電壓之和 ΔVC1 + ΔVC2 出現(xiàn)在主 MOSFET 晶體管的柵極端子上。當在柵極端子上追求特定紋波電壓或壓降時，必須在兩個耦合電容器之間進行分攤。
7.1.2 柵極驅(qū)動變壓器設(shè)計
柵極驅(qū)動變壓器的功能是跨大電勢差傳輸接地參考柵極驅(qū)動脈沖，以適應(yīng)浮動驅(qū)動實施。和所有變壓器一樣，它可用于整合電壓調(diào)節(jié)，但是它很少用到。它用于驅(qū)動功率 MOSFET 的柵極所需的功耗較小，但會產(chǎn)生高峰值電流。柵極驅(qū)動變壓器由作為 PWM 占空比的函數(shù)的可變脈寬驅(qū)動，是恒定振幅還是可變振幅取決于電路配置。在單端電路中，柵極驅(qū)動變壓器采用交流耦合，磁化電感會遇到可變振幅脈沖。半橋應(yīng)用等雙端 排列可通過恒定振幅信號驅(qū)動?xùn)艠O驅(qū)動變壓器。在所有情況下，柵極驅(qū)動變壓器運行在 B-H 平面的第一和第三象限。
柵極驅(qū)動變壓器的設(shè)計與電源變壓器的設(shè)計非常相似。匝數(shù)比通常為 1，由于功率損耗所導(dǎo)致的溫升通?？珊雎?。相應(yīng)地，設(shè)計可從磁芯選擇開始。柵極驅(qū)動變壓器的典型磁芯形狀包括環(huán)形、RM、P 或類似磁芯。磁芯材料采用具有高磁導(dǎo)率的鐵氧體，可最大程度地提高磁化電感值，從而降低磁化電流。經(jīng)驗豐富的設(shè)計人員可以根據(jù)經(jīng)驗選擇磁芯大小，也可以按照確定電源變壓器設(shè)計中所需磁芯的方法通過面積乘積估算來確定。選定磁芯之后，一次繞組的匝數(shù)可通過公式 45 計算。
第一個任務(wù)是找到分子中的最大伏秒數(shù)。圖 36 顯示了作為轉(zhuǎn)換器占空比的函數(shù)的單端和雙端柵極驅(qū)動變壓器的標準化伏秒數(shù)。
對于交流耦合電路，最差情況下 D = 0.5，在最大工作占空比下直接耦合達到峰值伏秒數(shù)。有趣的是，交流耦合可將最大穩(wěn)態(tài)伏秒數(shù)減小四倍，因為在大占空比下，由于耦合電容器上形成電壓，變壓器電壓成比例下降。
在 Np 公式中，計算 ΔB 則要難得多。原因是在瞬態(tài)運行過程中存在磁通走漏。當輸入電壓或負載快速變化時，PWM 控制器相應(yīng)地調(diào)節(jié)占空比。推導(dǎo)磁通走漏的準確定量結(jié)果非常困難。它取決于控制環(huán)路諧振和耦合網(wǎng)絡(luò)（在它出現(xiàn)時）的時間常數(shù)。一般來說，較慢的環(huán)路響應(yīng)和較快的時間常數(shù)傾向于減小磁通走漏。對于大多數(shù)設(shè)計來說，在最差穩(wěn)態(tài)運行中需要在飽和通量密度和通量峰值之間達到三比一的裕度，以適應(yīng)瞬態(tài)運行。
下一步是在磁芯的可用窗口區(qū)排列繞組。如前面所述，應(yīng)最大程度減小泄漏電感，以避免變壓器上的延時，并且必須控制交流導(dǎo)線電阻。在環(huán)形磁芯上，繞組應(yīng)雙線或三線繞制，具體取決于柵極驅(qū)動變壓器中繞組的數(shù)量。對于罐形磁芯，每個繞組都應(yīng)保持在單層內(nèi)。一次繞組應(yīng)位于距離中心柱最近的位置，然后是低側(cè)繞組（如果使用的話），高側(cè)繞組應(yīng)位于距離中心柱最遠的位置。罐形磁芯的這種排列可提供可接受的泄漏電感和最低的交流繞組電阻。而且，通常直接連接到電源接地的低側(cè)繞阻可針對浮動分量和電源接地間的容性電流提供控制（一次）繞組的自然屏蔽。
7.1.3 雙用變壓器耦合電路
在有些高側(cè)開關(guān) 應(yīng)用 中，高速柵極驅(qū)動 IC 的低輸出阻抗和短傳播延遲至關(guān)重要。圖 37 和 圖 38 顯示了兩種完全不同的解決方案，用于在浮動應(yīng)用中只使用一個變壓器向常規(guī)低電壓柵極驅(qū)動 IC 提供電力和控制。
圖 37 中的電路使用開關(guān)頻率來傳輸驅(qū)動器的控制信號和電力。工作非常簡單。在主開關(guān)開通時，對變壓器次級側(cè)上的正電壓進行峰值整流，從而為柵極驅(qū)動 IC 產(chǎn)生電源電壓。由于通過柵極驅(qū)動脈沖產(chǎn)生電力，因此前幾個驅(qū)動脈沖必須對偏置電容器充電。所以，為此應(yīng)用選擇的驅(qū)動器 IC 最好有一個欠壓鎖定功能，以避免在柵極電壓不足的情況下運行。如電路圖中所示，必須使用直流恢復(fù)電路（CC2 和 DC2）產(chǎn)生驅(qū)動器的偏置電壓，該電壓與工作占空比無關(guān)。DC2 還可保護驅(qū)動器輸入免受變壓器二次繞組的負復(fù)位電壓的影響。此電路的變壓器設(shè)計與其他柵極驅(qū)動的變壓器設(shè)計基本相同。驅(qū)動器 IC 的功耗略微提高了功率級別，與MOSFET 的總柵極電荷相關(guān)的功率損耗相比相對較小。該變壓器可傳輸高峰值電流，但此電流對旁路電容器充電，而不是 MOSFET 的輸入電容。所有柵極電流都限制在主晶體管、驅(qū)動器 IC 和旁路電容器之間的局部區(qū)域內(nèi)。
另一個類似解決方案是用同一個變壓器傳輸電力和控制信號，如 圖 38 所示。圖 37 和 圖 38 中兩個電路之間的差異是變壓器的工作頻率。此實施利用專用芯片對。高頻載波信號 (fCARRIER>>fDRV) 用于電力傳輸，同時調(diào)幅可傳輸控制命令?？蓪?圖 38 中的柵極驅(qū)動原理圖的基本框圖集成到兩個集成電路中，從而高效利用電路板空間。由于采用高頻率運行，相對于傳統(tǒng)柵極驅(qū)動變壓器而言可減小變壓器的大小。此解決方案的另一個優(yōu)點是可獨立確定浮動驅(qū)動器的偏置電壓，而與柵極驅(qū)動命令無關(guān)，因此驅(qū)動器作出反應(yīng)時不會出現(xiàn)之前解決方案中提到的啟動延時。
7.2 雙端變壓器耦合柵極驅(qū)動
在高功率半橋和全橋轉(zhuǎn)換器中，需要驅(qū)動兩個或更多通常由推挽（也稱為雙端 PWM 控制器）控制的MOSFET。此類柵極驅(qū)動電路的簡單原理圖如圖 39 所示。
在這些應(yīng)用可直接獲得雙極性對稱柵極驅(qū)動電壓。在第一時鐘周期內(nèi)，OUTA 開啟，在柵極驅(qū)動變壓器的一次繞組上施加一個正電壓。在接下來的時鐘周期內(nèi)，OUTB 開啟相同時間（穩(wěn)態(tài)運行），在磁化電感上提供極性相反的電壓。在任何兩個連續(xù)開關(guān)周期內(nèi)對一次繞組上的電壓求平均值會得到零伏。
因此，推挽式柵極驅(qū)動電路中不需要交流耦合。
哪怕是由控制器中元件容差和偏移造成的少量不對稱，都會讓設(shè)計人員擔心?？赏ㄟ^驅(qū)動器的輸出阻抗或與變壓器一次繞組串聯(lián)的小電阻器來輕松補償這些小偏差。占空比不均衡可導(dǎo)致變壓器上形成較小的直流電流，從而在驅(qū)動電路的等效電阻上產(chǎn)生一個均衡電壓。假定 PWM 輸出有兩個不同占空比 DA 和 DB，磁化電感的直流電流電平由 公式 46 決定。
為了說明此問題的瑣碎，假定 DA = 0.33、DB = 0.31（6% 的相對占空比差）、VDRV = 12 V 且 REQV = 5Ω（它是一個低側(cè)和一個高側(cè)驅(qū)動器輸出阻抗之和）。得到的 DC 電流為 24mA，過度功率損耗僅為 3mW。柵極驅(qū)動變壓器的設(shè)計遵循本節(jié)中介紹的相同規(guī)則和流程。最大伏秒數(shù)由 VDRV 和開關(guān)周期決定，因為推挽電路通常不受占空比限制。
必須提供最差情況下峰值通量密度和飽和通量密度之間的合適裕度（大約為 3:1）。
推挽式柵極驅(qū)動電路的獨特應(yīng)用如圖 40 所示，可用于在相移調(diào)制全橋轉(zhuǎn)換器中控制四個功率晶體管。
由于采用相移調(diào)制技術(shù)，此功率級使用四個約為 50% 占空比的柵極驅(qū)動信號。每個橋臂中的兩個MOSFET需要一個互補驅(qū)動波形，該波形可由相同柵極驅(qū)動變壓器的兩個輸出繞組產(chǎn)生。雖然穩(wěn)態(tài)占空比始終為0.5，但改變兩個互補脈沖序列之間的相位關(guān)系必須在占空比中存在一種不對稱。因此，在瞬態(tài)運行過程中，PWM 輸出不會為柵極驅(qū)動變壓器產(chǎn)生常規(guī)的 50% 占空比信號。相應(yīng)地，必須在變壓器中構(gòu)建安全裕度以應(yīng)對瞬變過程中占空比不均衡的情況。
另一個要指出的有趣事實是，可以輕松整合局部關(guān)斷電路，并且變壓器次級側(cè)經(jīng)常需要使用該電路。柵極驅(qū)動變壓器，更確切地說是變壓器的泄漏電感對于快速變化的信號會表現(xiàn)出相對較高的阻抗。如果沒有針對高速開關(guān)應(yīng)用優(yōu)化驅(qū)動器的下拉能力，電源電路的關(guān)斷速度和 dv/dt 抗擾性會受到嚴重 應(yīng)用非常重要。
8. 總結(jié)
前面所述的關(guān)于開關(guān)速度、dv/dt 抗擾性、旁路規(guī)則等方面的每條注意事項均適用于所有電路，包括變壓器耦合柵極驅(qū)動。由于這些主題互為基礎(chǔ)，因此只重點介紹了特定電路的獨特新屬性。
本應(yīng)用報告展示了一種為高速開關(guān)應(yīng)用設(shè)計高性能柵極驅(qū)動電路的系統(tǒng)性 應(yīng)用非常重要?？赏ㄟ^以下分步核對表總結(jié)此過程：
? 在完成功率級設(shè)計并選擇電源組件后，開始柵極驅(qū)動設(shè)計過程。
? 采集所有相關(guān)的工作參數(shù)。具體來說，包括基于應(yīng)用要求的功率 MOSFET 的電壓和電流應(yīng)力、工作結(jié)溫度以及與功率 MOSFET 周圍外部電路相關(guān)的 dv/dt 和 di/dt 極限，這些參數(shù)通常由功率級的不同阻尼器或諧振電路決定。
? 估算用于描述實際應(yīng)用電路中功率半導(dǎo)體的寄生分量值的所有器件參數(shù)。數(shù)據(jù)表中列出的值通常是在不現(xiàn)實的室溫測試條件下產(chǎn)生中，必須相應(yīng)地進行修正。這些參數(shù)包括器件電容、總柵極電荷、RDS(on)、閾值電壓、米勒平坦區(qū)域電壓、內(nèi)部柵極網(wǎng)狀電阻等。
? 應(yīng)優(yōu)先考慮以下要求：性能、印刷電路板大小、目標成本等。然后選擇符合功率級拓撲的合適柵極驅(qū)動電流。
? 確定將用于為柵極驅(qū)動電路供電的偏置電壓電平，并檢查電壓是否足以將 MOSFET 的 RDS(on) 降至最低。
? 根據(jù)目標上電 dv/dt 和所需的開通和關(guān)斷開關(guān)速度，選擇驅(qū)動器 IC、柵源極電阻值和串聯(lián)柵極電阻RGATE。
? 根據(jù)需要設(shè)計（或選擇）柵極驅(qū)動變壓器。
? 如果是交流耦合，計算耦合電容值。
? 檢查啟動和瞬態(tài)運行條件，尤其是在交流耦合柵極驅(qū)動電路中。
? 估算驅(qū)動器的 dv/dt 和 di/dt 能力，并將其與功率級確定的值進行比較。
? 根據(jù)需要增加一種關(guān)斷電路，并計算可滿足 dv/dt 和 di/dt 要求的分量值。
? 檢查驅(qū)動器電路中所有元件的功率損耗。
? 計算旁路電容值。
? 優(yōu)化印刷電路板布局，最大程度地減小寄生電感。
? 隨時檢查最終印刷電路板的柵極驅(qū)動波形，查看在柵源極端子和驅(qū)動器 IC 輸出端有無過度振鈴。
? 增加保護或根據(jù)需要更換柵極驅(qū)動電阻器以調(diào)整諧振電路。
在可靠的設(shè)計中，應(yīng)針對最差情況對這些步驟進行評估，因為溫升、瞬態(tài)電壓和電流應(yīng)力可以給驅(qū)動器的運行帶來重大變化，最終影響功率 MOSFET 的開關(guān)性能。
當然，本文檔中未介紹的柵極驅(qū)動實現(xiàn)還有很多。希望本文中介紹的原理和方法可以幫助讀者了解和分析其他解決方案。如果讀者希望在復(fù)雜的高速柵極驅(qū)動設(shè)計領(lǐng)域快速獲取答案，請參閱附錄 A 到 E，其中提供了不同計算的典型數(shù)字示例（研討會1400 主題 2 附錄 A/F 估算數(shù)據(jù)表中的 MOSFET 參數(shù)）。研討會1400主題 2 附錄 A/F 估算數(shù)據(jù)表中的 MOSFET 參數(shù)中的附錄 F 提供了針對有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器的完整分步柵極驅(qū)動設(shè)計示例，該示例中采用電源接地和浮動?xùn)艠O驅(qū)動電路。
