從激光干涉空間天線看基準源0.1 mHz – 10 Hz的噪音情況（YUNSWJ 周末版）
昨天的文章有點遺憾，感覺大家不咋感冒，今天還是昨天信號鏈系統的延續。研究系統的搭建：
為什么要兩顆？因為沒有一個“更安靜的超級參考”可用，所以用兩顆相同型號、相互獨立的 DUT（Device Under Test）做差分：
記錄差分輸出的噪聲譜密度
假設兩顆噪聲不相關，則單顆噪聲功率：
這就是上圖的核心邏輯
論文特別強調直接比 Vout 不行，因為測量鏈（放大器+表）有限的 CMRR 會把共模誤差漏進來。于是采用了更巧的接法 ：兩顆基準各自供電、各自工作；把兩顆基準的 Vout 引腳直接連在一起（同一點）；兩顆基準的 GND 引腳不要直接相連，讓它們“浮著”；放大器測量的是 兩顆基準地之間的電位差：運放地（參考地）接 DUT#1 的 GND，運放非反相輸入接 DUT#2 的 GND（或反過來）；相當于測
這等效于“兩個相反極性的參考串聯”的差分測量，從而降低共模相關的測量誤差 。
運放輸出、反饋網絡、臺表測量，全部都以 DUT#1 的 GND為 0V，這樣 +IN 看到的就是另一顆 DUT 的地相對這個坐標系的偏移，而如果把運放地接到“實驗室地/電源地”，那 DUT 的地會被強行拉回同一個地，差分結構就被破壞了（或者引入新的共模通道）。
兩顆同型號基準的輸出電壓即使不修調，差分也就幾 mV，但要測的是μV 級波動，所以必須在靠近 DUT 處用低噪聲前放提高信噪比 ：
運放：ADA4528（zero-drift、超低噪聲）
結構：非反相放大
增益：401 倍
同時為了不引入額外溫漂，他們不使用外部微調電路（trim 電阻網絡會顯著增大溫漂）。因為我之前說過了，這個節點是會引入額外的熱噪聲的。
在上一個文章，已經有結論了： 溫度是最大敵人（不是噪聲儀表）
明確指出：
在 mHz 頻段，溫度 ? 電源 ? 放大器噪聲
增益 401 里，R 比值的溫漂會直接變成“偽信號”；論文說他們專門選了高熱穩定的 R/C，并估算：主要偏差來自運放輸入失調隨溫度變化，折算到輸入端 < ppm/°C（非常?。?。
反饋電阻用 0.1% 或更好、低 TCR（比如 5~10 ppm/°C），最好同系列同封裝，保證比值隨溫度同向漂；甚至用“電阻網絡/匹配電阻陣列”會更穩（比散裝兩顆電阻更不怕溫度梯度）。（但是高精度的電阻匹配確實貴）
非反相增益大時，–IN 節點阻抗高、寄生電容會引入零點/極點，可能導致：高頻振鈴和低頻“緩慢爬行”的假漂移（輸出不穩）
形成高頻補償，限制閉環帶寬，抑制噪聲外帶， 先放 10 pF（C0G/NP0）是一個不錯的起點；如果只關心 10 Hz 以內（論文目標 10??~10 Hz），完全可以把 >幾十 Hz 的帶寬過濾掉，降低外界 EMI 與臺表采樣折疊。
DUT（兩顆基準）：Agilent E3649A 雙路電源
放大器：Agilent E3631A ，此外專門測了“電源不穩→通過 line regulation 注入”的噪聲上限，并證明它基本不是主導項、 。
低頻段（mHz）最大的外界擾動是溫度。他們為此做了非常燒錢的溫控工程 ：
有著高電阻率（約 ），低粘度，溫度更均勻可以隔絕濕度影響，也可以減小熱電勢（焊點溫差導致的熱電偶電壓）
溫控設備使用LAUDA Proline RP 845 C 恒溫槽；在長期噪聲測試中恒定 23°C
測溫度系數 TC：在 18–28°C 之間做0.2 mHz 的正弦溫度調制，幅度 6–10°Cpp ；溫度系數 × 溫度譜 = 等效噪聲源
Sv_temp(f) = TC · ST(f)
這是低頻測量中必須并入的噪聲通道
恒溫槽閉環傳感器：Pt100（2 Hz 采樣）
板級“外環”Pt100：貼近 DUT（5 Hz 采樣），溫度測量噪聲可到 mK/√Hz 級別并延伸到 0.1 mHz 。
讀出儀表Agilent 34411A 萬用表，采樣率50 Hz，等效“對 1 個工頻周期平均”（抑制 50 Hz 干擾），最高有效頻率到 25 Hz（奈奎斯特）；但他們關注的是 10??–10 Hz，所以足夠。
把運放兩輸入短在一起，記錄輸出，再按增益 401、基準電壓 5V（AD587 用 10V）換算成 ppm/√Hz
結果：約 到 ppm/√Hz（0.1 mHz–25 Hz），比目標低約兩數量級。
直接測某線性穩壓器（LM317）的輸出對地噪聲，乘以 worst-case line regulation（表 II 里最大 20 ppm/V）并乘 √2（兩路供電獨立），認為這是“電源導致的差分噪聲上限”
溫度譜密度 ×（2×最大溫漂系數 5 ppm/°C），并對比 “空氣中” vs “恒溫浴”；結論溫度是主導項，空氣中會直接超標；恒溫浴能壓下去。
