如何設計高速轉換器前端

為高速轉換器設計模擬輸入接口是整個產品設計過程中最艱巨的任務。盡管 10-Gsps 高速轉換器可以提供高達 10 GHz 的帶寬，但大多數限制都涉及前端設計。

由于放大器和巴倫的規格在帶寬和性能方面都在趕上，因此了解前端接口時所涉及的一些細微差別非常重要。本文將回顧設計高速寬帶轉換器前端時的一些最重要的考慮因素和權衡取舍。

放大器是有源的，提供增益，具有固有噪聲，需要電源和去耦，并消耗功率。然而，巴倫不會增加噪音，也不會消耗功率。這些只是根本的區別；所以，現在就在他們之間做出決定還為時過早。重要的是理解應用程序設置的權衡（圖 1）。

圖 1放大器是有源的，而巴倫有助于無源射頻轉換器前端。資料來源：德州儀器

放大器和巴倫：優勢

在有源端，您可以使用放大器來保持 DC 電平，也稱為 DC bin。信號鏈中的這種類型的放大器/ADC 接口通常稱為直流耦合。因此，這些 DC 電平在特定應用中包含一些重要信息。

放大器還可以在射頻信號鏈系列的前幾級保持更好的隔離，這在使用無緩沖轉換器時很重要，或者當“匹配”在與應用相關的頻率袋中不太正確時駐波很明顯。

盡管放大器本身提供 +6 dB 的增益，但該增益與其輸出阻抗無關。換句話說，當涉及到感興趣頻帶內阻抗的細微波動時，放大器的帶寬不會像石頭一樣受到影響或下降。由于放大器在增益與輸出阻抗方面更加自主，放大器通常享有更“無紋波”的通帶。

在無源方面，巴倫不能通過直流電平，而變壓器本質上是磁通耦合設備，這使其成為交流耦合器。換句話說，直流阻滯劑。因此，對于固有的交流耦合射頻信號鏈系列，巴倫是一個不錯的選擇。它們自然是無源的，不需要電源，也不需要去耦電容器或鐵氧體磁珠等支持電路來供電。而且由于它們不需要電源，巴倫是無噪音的。

表面貼裝技術 (SMT) 巴倫通常提供 10 GHz 甚至 20 GHz 的帶寬。如果您選擇模塊化巴倫類型（用于實驗室環境或高端儀器），這些巴倫將達到 80 GHz 以上，帶寬為 300 kHz 至 80 GHz

如果應用程序的帶寬要求至關重要并且您需要超過 5 GHz 的頻率，那么巴倫似乎勝過放大器。但是堅持住。

放大器和巴倫：缺點

巴倫更像是一扇窗戶，而不是一扇門，幾乎不提供隔離。因此，RF 信號鏈陣容有時需要包括與巴倫通過的駐波、阻抗失配和我們的朋友“反沖”的隔離。反沖是一個常用術語，用于描述在 ADC 未緩沖時從轉換器內部采樣開關電容器的打開和關閉產生的電荷注入。

與放大器不同，無源巴倫可能有損耗。高頻巴倫需要一個寬帶匹配墊（3 到 6 dB）來幫助“加強”跨越數千兆赫頻帶的寬帶阻抗。與放大器不同，巴倫的輸出阻抗更依賴于增益。因此，焊盤會增加射頻信號鏈系列的損耗，并會增加模擬接收器設計的整體噪聲系數。最后，由于采用寬帶匹配方法，駐波會在通帶平坦度中加減，從而導致整個通帶出現紋波。

另一方面，由于放大器本質上是有源的，它也固有地輸出噪聲和雜散。噪聲會因放大器的設計而異，但所有放大器都會有一定量的噪聲和雜散輸出，最終 ADC 會看到并放大。例如，如果特定放大器的增益為 12 dB，輸出參考噪聲為 5nV/√Hz，12 位、10-Gsps ADC 具有 8-GHz 輸入帶寬、1-Vpp 差分滿量程信噪比 (SNR) 約為 60 dB。這兩個設備將有效地加在一起。

換言之，惡化 ADC 的本底噪聲并降低動態范圍，使 SNR 惡化 5.45 dB，或者如公式 1 所示。

其中，噪聲ADC（NoiseADC） = ( (1/2)/√2)/10?(60/20)?) = 354 μVrms

和

噪聲AMP （NoiseAMP）=5 nV × √1.57×8000M = 560.4 μVrms

放大器不僅有噪聲，而且還容易出現線性問題。這種線性度有效地增加了 ADC 的線性度，使其總體上變得更糟。例如，如果放大器的最差雜散輸出為 –80 dB，ADC 的最差雜散輸出也是 –80 dB，則放大器加 ADC 接口設計在此特定頻率下的最佳有效線性度為 –77 dB，如公式所示2?.

雜散（Spurious）=20 × log ( √(10?(-80)/20)?)2+ (10?(-80)/20)?)2?)???(2)

為了對抗感興趣頻帶中的任何噪聲或雜散輸出，兩個設備之間的抗混疊濾波器 (AAF) 將有所幫助。它將有多大幫助取決于濾波器設計的窄或寬以及 AAF 的滾降標準。額外的支持組件將增加放大器和 ADC 接口之間的面積需求。

了解相位不平衡的重要性

如果頻率規劃包括偶數次——二次 (HD2)、四次 (HD4)、六次諧波 (HD6) 等——那么在設計模擬前端接口時還必須考慮相位不平衡。放大器和巴倫在其輸出信號之間都有有限的相位不平衡，通常在越來越高的頻率上變得更糟（偏離）。

相位不平衡是用于量化兩個信號之間相位不平衡量的術語。由于 ADC 的模擬輸入通常是差分接口，理想情況下，兩個輸入的幅度應該相等，相位相差 180 度。例如，如果 Ain+ = –2 度且 Ain– = 185 度，則會產生 7 度偏移，這會轉化為頻域或快速傅里葉變換 (FFT) 圖，表現為更嚴重的偶數階失真；也就是說，二次諧波變得更糟。

不幸的是，實際上沒有真正的方法來量化您的信號鏈在開始降低系統性能之前可以承受多少相位不平衡。這是因為每個具有差分輸入或輸出接口的組件——無論是有源的還是無源的——在某個頻率上都會有一定數量的相位失配。確實沒有辦法在內部完美平衡 IC、平衡不平衡變壓器的繞組，甚至電纜到絕對完美的長度。

因此，在實驗室中執行平衡或差分測試測量時，您計劃在測試設置中使用電纜或適配器，這些“額外”也需要相位匹配。

如果仍有疑問，并且您喜歡數學，TI 的E2E 高速轉換器論壇可以為獲得 ADC 的完整推導模型提供幫助。在這里，該模型使用三階傳遞函數和一對正弦信號來證明相位不平衡如何導致偶次失真，如圖 2所示。

圖 2差分輸入信號數學模型顯示了相位不平衡如何導致偶次失真。資料來源：德州儀器

放大器和巴倫的相位平衡

回到放大器和巴倫權衡的話題，巴倫有多種形式、封裝和設計。經典的 ferris 型巴倫通常容易出現相位不平衡，因此最好在僅根據插入損耗或巴倫可以覆蓋的帶寬做出最終選擇之前查閱數據表。使用光刻結構的較小封裝具有更嚴格的公差和更好的可重復性，這通常意味著可以改善相位不平衡。然而，它是以更小或更窄的帶寬選擇為代價的，如果設計要求在 DC 附近的 UHF 頻帶中使用較低頻率，這并不總是理想的。

模塊巴倫產生了一些最好的相位不平衡結果，但體積大、體積大且成本高——一件就高達 2,500 美元。這些非常昂貴的巴倫提供了一些最寬帶寬的直流頻率，并在數千兆赫區域內保持相位平坦度。圖 3比較了市場上某些類型的巴倫的相位不平衡。

圖 3巴倫相位不平衡的比較可以幫助設計人員選擇正確的組件。資料來源：德州儀器

如果您的設計需要寬帶寬但也存在成本限制，那么一個巧妙的技巧就是將兩個巴倫或變壓器背靠背放置以改善相位不平衡。參見圖 4和圖 5。唯一的缺點是為了實現這種類型的前端結構，PCB 面積增加了一倍。

圖 4各種雙巴倫配置可以改善相位不平衡。資料來源：德州儀器

圖 5這是單巴倫與雙巴倫相位不平衡改善的視圖。資料來源：德州儀器

使用圖 4 中的巴倫配置 A 或巴倫配置 B，或者圖 5 中的紅色和藍色曲線，您可以看到 5 度或更小的相位不平衡可以在原始單巴倫配置上擴展到 3 GHz，或綠色曲線。如果使用其中一種巴倫配置，請注意每個巴倫組合都會有不同程度的改進。

相位平衡在放大器端也很普遍。因為低噪聲放大器和增益模塊具有單端輸入和輸出，您可能會認為這些類型的放大器不會具有良好的相位不平衡和高偶次失真，這就是放大器數據表中未指定 HD2 的原因.

全差分放大器 (FDA) 是帶有差分輸入和輸出的 ADC 的經典放大器輸入接口。盡管 FDA 可能允許您以某種方式將 INPUT 引腳接地，但 FDA 可以將單端信號轉換為差分信號。FDA 的輸入對這種參考偏移很敏感，因此會表現出比數據表中公布的更多的偶數階失真。

FDA 通常以寬帶模塊化巴倫為特征，以獲取其公布的性能指標。然而，鎮上有一位新警長。TRF1208放大器使用補償輸入結構，默認情況下允許單端輸入接口，并消除巴倫對輸入的依賴，如傳統 FDA。TRF1208 輸入結構非常適合連接到典型的單端射頻模擬接收器卡。

圖 6比較了偶次失真 HD2 與高達 10 GHz 的模擬輸入頻率。使用相同的 ADC，該圖直接比較了典型的寬帶巴倫接口、TRF1208 接口、低噪聲放大器加寬帶巴倫接口，以及差分輸入上有和沒有巴倫的 FDA。

圖 6比較了偶次失真與 FDA、低噪聲放大器加寬帶巴倫、僅巴倫以及與ADC12DJ5200RF?12 位、5.2-Gsps ADC 接口的 TRF1208。資料來源：德州儀器

您可以看到，在 1 GHz 以下的配置中，性能相當。然而，隨著模擬輸入頻率攀升至超過 2 GHz，除 TRF1208 和低噪聲放大器加寬帶巴倫接口外，所有組合的偶次失真都有明顯增長。

使權衡回到階段

總而言之，主動和被動前端都有其優點和缺點。在倉促做出選擇之前，請先了解手頭的應用程序，這將有助于確定要遵循的路徑。一旦您決定了有源或無源接口，請查看與實現滿量程所需的相位不平衡敏感度、增益、功率和輸入功率相關的各個權衡。在電子表格中收集這些信息將幫助您快速確定哪種設備最適合您的下一個 +5GHz 設計。