用于雙向車載充電的6.6kWCLLC參考設計

如圖1所示，隔離DCDC是構成雙向OBC的主要組成部分之一。在200 W以上隔離DCDC應用中，包括單向OBC，很多都會用到LLC拓撲，因為它具有能效高、EMI表現(xiàn)好、開發(fā)難度低等優(yōu)勢，但這種拓撲只能用于單向能量傳輸。

圖1：雙向OBC框圖

大部分的雙向OBC中隔離DCDC級都會采用CLLC拓撲。CLLC拓撲(如圖2所示)是將LLC拓撲中電池側的橋式整流二極管換成有源橋，然后再在變壓器的電池端串上一個C來確保磁平衡。

給電池充電的時候，左側的橋做主動開關，右側的橋做同步整流；當電池向外做逆變的時候，右側的橋做主動開關，左側的橋做同步整流。CLLC繼承了LLC拓撲的特點，采用脈沖頻率調(diào)節(jié)來控制增益，具有同樣的軟開關特性，因此，能效高，EMI表現(xiàn)好，簡單，但存在增益調(diào)整范圍窄、難以滿足寬廣的電池電壓變化范圍的挑戰(zhàn)。

為此，安森美推出一個6.6 kW CLLC參考設計SEC-6K6W-CLLC-GEVK，它采用寬母線電壓范圍來應對電池電壓變化，峰值能效超過98%，幫助設計人員解決挑戰(zhàn)，加快開發(fā)。

圖2：CLLC拓撲

圖3：6.6 kW CLLC參考設計SEC-6K6W-CLLC-GEVK的峰值能效超過98%

安森美的6.6 kW CLLC參考設計SEC-6K6W-CLLC-GEVK包括三個主要部分，如圖4：中間那片大板是功率板，所有高壓大電流的線路都在這片板上。

右上角是控制板，通過接插件和功率板相連，方便大家在不同的控制和功率方案之間做交叉測試。左側是諧振腔組合，包含了一個集成了諧振電感的變壓器和兩個諧振電容板。諧振電容由多顆MLCC經(jīng)串并聯(lián)組成，以在滿足耐壓和電流的要求下實現(xiàn)更小體積。諧振腔也是可拆卸的，方便設計人員驗證不同的變壓器、電感和電容參數(shù)。方案中包含了散熱器、風扇、輔助電源、保護電路等等。連接電源和負載就可以在滿載下做長時間測試。

圖4：6.6 kW CLLC參考設計SEC-6K6W-CLLC-GEVK

功率板中，位于母線側和電池測的兩個有源橋分別由四顆1200 V/40毫歐NVHL040N120SC1和四顆900 V/20毫歐NVHL020N090SC1碳化硅(SiC) MOS構成。SiC可比Si實現(xiàn)更高的功率密度、更高的開關頻率和極高效的設計。驅(qū)動這八顆SiC MOS的是八顆磁隔離大電流驅(qū)動器。驅(qū)動信號由控制板通過控制接口送出。

控制接口的所有信號都位于電池側，電平不超過12 V。電池端的電壓、電流通過采樣完通過分壓、放大后直接送到控制接口。母線側的電壓采樣由一顆獨立的ADC來完成，數(shù)據(jù)通過SPI總線再經(jīng)數(shù)字信號隔離器傳到控制接口。

控制板中，我們選用了一顆車規(guī)級的LLC控制芯片NCV4390，來做脈沖頻率調(diào)制(以下簡稱“PFM”)和同步整流控制；用低功耗MCU，來做充電的恒壓值設定；用車規(guī)級軌到軌運放NCV33204來做恒流充電控制；再配上我們的車規(guī)級邏輯器件來做電網(wǎng)到電池和電池到電網(wǎng)方向的判斷和轉換。

如果想要節(jié)省成本，可以把1200 V和900 V SiC MOS換成900 V和650 V SiC MOS，但需要控制好開關尖峰，最好從降低PCB寄生電感著手，可以通過添加旁路電容實現(xiàn)。

高電壓低Rdson的SiC MOSFET，它的Qg很大，為了在高開關頻率下維持高效，必須用大電流的門極驅(qū)動器來驅(qū)動。另外，我們方案的控制接口位于電池側，驅(qū)動母線側的MOS必須要隔離，而且要符合安規(guī)。雖然驅(qū)動電池側的MOS不需要安規(guī)，但是為了統(tǒng)一物料，我們還是選用相同的器件NCV57000，短路保護和故障報告功能是其亮點。

隔離門極驅(qū)動的另一個不錯的選擇是NCV51561同樣帶安規(guī)隔離，驅(qū)動電流更大，一推二，延時更短。雖然沒有過流保護，但它的雙高禁止功能也能保護到來自信號端的，由于干擾或誤操作而造成的炸機風險。

該6.6 kW CLLC參考設計的輔助電源采用了“反激 + Buck-boost”的拓撲以應對高達750 V的母線電壓，如表1，相較其他3種拓撲，這種反激+Buck-boost拓撲在成本、能效、輸入電壓下限、可靠性、母線電容分壓平衡方面都更勝一籌。

表1：800 V 輸入電壓下可選的高壓輔助電源拓撲

輔助電源設計當中的另外一個挑戰(zhàn)，是多組且隔離的電源軌。該6.6 kW CLLC參考設計總共需要7組電源軌。

SiC驅(qū)動需要負壓，且SiC MOS的Vcc容差范圍較窄，所以不宜采用自舉，否則會帶來穩(wěn)壓、時序、功耗、噪聲等諸多問題。而如果采用隔離DCDC，會存在PCB占位、成本和噪聲干擾等問題。

第3種方法是通過變壓器繞組來輸出所有電壓，這是這幾種方法里成本最低的一種，但缺點是工藝不好控制，易出錯，噪聲干擾大。我們的6.6 kW CLLC參考設計采用的脈沖變壓器擴展繞組解決了上述3種方法的所有問題，更重要的是它大大縮短了動點引線的長度。

前面提到，在控制板中采用LLC控制器NCV4390來做PFM環(huán)路和同步整流控制。NCV4390采用電流模式，環(huán)路響應快，不易震蕩，自帶雙沿跟蹤同步整流控制功能，在PFM模式和間歇工作模式之間插入了一段PWM工作模式，目的是改善輕載下的能效和電壓紋波，而且NCV4390的保護功能也非常強大。值得強調(diào)的是，這種雙沿跟蹤同步整流控制方法已獲市場驗證是非常靠譜的。

電動汽車OBC正朝向雙向能量傳輸?shù)姆较虬l(fā)展，以配合雙碳目標的推進。隔離DCDC是構成雙向OBC的主要組成部分之一。大部分的雙向OBC中隔離DCDC級都會采用CLLC拓撲。

安森美的6.6 kW CLLC參考設計SEC-6K6W-CLLC-GEVK，基于SiC MOS，峰值能效超過98%，還解決了CLLC拓撲在雙向OBC應用中的PCB占位、噪聲干擾、可靠性和成本等諸多設計挑戰(zhàn)，它采用硬件控制器來做PFM控制，幫助設計人員加快開發(fā)。