本文分享一種用CAN波形的幅度和脈寬信息來精確定位錯誤幀來源的方法。
也就是CAN收發器干了啥？
一個典型的雙節點CAN網絡的物理層等效電路如上圖，兩顆120Ω終端電阻并聯呈現總線電阻60Ω。黑框里是A、B兩個節點的CAN收發器（Transceiver），它只負責電平轉換。當總線靜默時，收發器內部的2.5V電源經15KΩ電阻把CAN-H和CAN-L都拉到2.5V，總線這個狀態稱之為隱性。當節點A想要驅動總線的時候（TX=0），它同時把內部的上下兩個MOS管導通，整個網絡的電流流向：節點A的5V電源經二極管、24Ω、兩顆終端電阻并聯、24Ω、二極管回到節點A的地，總線這個狀態稱之為顯性。CAN總線上的電壓實際上就是終端電阻的分壓。從節點B來看，CAN-H就變成3.5V，CAN-L變成1.5V，拉出了總線 H - L = 2V 的差分電壓，大于0.7V的判斷閾值，節點B就認為收到了一個顯性（RX=0）。大家可以算一下分壓值以增強記憶，后邊會用到。
反直覺知識點①：總線無人驅動時，也就是各個節點都隱性時，CAN標準定義這時的TX/RX邏輯電平為1；總線有節點驅動顯性，也就是主動拉開差分電壓的時候，對應TX/RX端邏輯電平0，這個1/0的反邏輯類似I2C等OC門的驅動邏輯，努力適應一下。這么做我猜有兩個原因：一是對地邏輯的抗擾能力強一些，NPN載流能力強&回流路徑短；二是為了數學上的嚴謹性：1x1x1x1...1x0 = 0，任意節點驅動顯性0，那總線就是顯性0；所有節點隱性1，總線才是隱性1。但這樣的反邏輯帶來一個問題是，電路設計時需要尤其注意上下電時序，上電/休眠/喚醒過程中千萬不要出現MCU已下電(TX拉低)但CAN收發器還供5V電的情況。如果實在難以避免，可以試試單3.3V的CAN收發器MAX3051，它不需要5V電源，邏輯電和驅動電共用同一路3.3V，肯定不會出現電源時序問題。
反直覺知識點②：理論上CAN_L短地，或 CAN_H短路12V，因60Ω終端電阻的存在，隱性時CAN-H與CAN-L之間基本還是重合的，顯性時也能正常拉開壓差，能維持正常通信，只不過丟包率可能會大一點。大家可以算算總線電壓，示波器很容易診斷這個問題。另外，如果你看到CAN的通信電壓不是以2.5V為中心對稱的，也有可能是多個CAN線交叉錯接，比如CAN1_L錯接到了CAN2_L上。
反直覺知識點③：一個CAN網絡里，120Ω終端電阻1~4顆都能工作，少了的話 離終端電阻遠的節點 抗擾度會差，多了的話 顯性差分電壓可能無法觸發閾值。
反直覺知識點④：除了線路的最遠端，任何稍長的CAN分支都可以加1K~4.7K的支線電阻，跑點電流來改善抗擾度。只要分支別太長，大致1Mbps以內的任何總線其終端電阻都是跑電流增強抗擾的，不涉及真正的阻抗或者反射抑制，雙絞的要求也不是特別嚴格。
也就是CAN控制器干了啥？
回顧完物理層，咱來看鏈路層，CAN幀的標準格式。當發送節的MCU將TX由1變0的時候，CAN收發器將CAN-H拉高&CAN-L拉低，接收節點收到了H-L>0.7V的壓差后，接收節點的CAN收發器RX輸出由1變0。下圖是一個節點接收到CAN波形后解碼出的RX邏輯。
一幀報文里邊有比較關鍵的幾段：仲裁段、控制段 、 數據段、CRC段、ACK段。
仲裁段中的大部分是CAN報文的ID，起名為“仲裁”其實是因為這一段有優先級仲裁的功能：假設A、B兩個節點在同一時刻搶發報文，節點A要發二進制ID為001的報文，B要發010。當A、B節點都在發第一位的顯性0的時候，總線會同時被兩個節點驅動顯性，A、B節點回讀總線也都是顯性，相互之間還意識不到對方的存在。當節點A發到第二位的0，節點B發到第二位的1的時候，總線只有節點A驅動顯性0，節點B不驅動 卻發現總線被別人驅動了，此時節點B會認為CAN線上有比自己這幀010優先級更高的數據，節點B就會主動停發，讓節點A獨占總線發完。之后節點B懷揣著這幀數據再次參與總線優先級的仲裁。
反直覺知識點①：CAN作為一個對等網絡，沒有主從關系，報文全部廣播，節點本身也沒有優先級概念，只有報文ID的優先級?？梢赃@么理解：CAN節點是“由事件驅動的”，比如剎車制動器，它能發高優先級的“剎車被踩下”的報文，也會發低優先級的“剎車油位正常”的報文，這些報文根據ID的大小在總線上自由競爭優先級，而不是剎車制動器這個節點的話語權一定高。這個特性就要求設計人員提前規劃好所有報文優先級和周期（即“通信矩陣”）才能保證整個CAN網絡如期運轉。如果你的CAN網絡有大量雷同節點，節點又只有一幀報文，那么ID數大（優先級低）的節點一定會在總線繁忙或干擾重發的時候"插不上話"，可以試試把時間戳融合到ID里邊，確保各節點的新數據優先級最高，舊數據自然會被仲裁掉。
反直覺知識點②：在A、B節點同時驅動第一個顯性0的時候，總線被兩個節點同時驅動，電壓會顯著高于2V。示波器上會看到在仲裁段的頭部有明顯的電平凸臺，后續節點A搶占總線之后電壓會回歸正常的2V。
反直覺知識點③：各個節點的時鐘同步是把每個bit做16~20份的數字切片來實現的，這個切的份數不建議太多或太少。詳細機制請參閱 ZLG致遠電子的這篇：CAN同步機制，你真的了解嗎？
控制段中有幾個控制位，這里拿幾個常用的舉例。IDE位為擴展ID的指示。如果IDE位為隱性1，就會在后邊再續上18位的ID，共11+18=29位長度。比如0x9E就是個11位長度的ID，0x0151就是個29位的ID。R0位是CAN里邊的預留位，在CAN-FD里被用作FD幀格式的標志位FDF，這一位為隱性1就會按FD的幀格式解碼后續報文。DLC指示了后邊的數據段的長度，例如1000表示后續會有8個Byte長度的數據。CAN-FD協議只在數據段會切換成高速率，比如2Mbps/8Mbps，前后其他段的速率保持500kbps不變。
反直覺知識點①：CAN與CAN-FD除了數據段波特率的不同，幀格式也有區別，CAN-FD多了一些控制位。比如FDF(也叫EDL)位用來指示是否按FD幀格式解碼，BRS位用來指示是否需要切換高波特率，也就是說，一個FD幀可以全程500kbps不切速率的。
反直覺知識點②：CAN控制器的標準ISO11898-1里要求接收方不解讀R0位的顯隱性，所以CAN的控制器無法過濾FD幀。標準CAN網絡里邊一旦出現FD幀會因為多了BRS、ESI等控制位被認為是格式錯誤。同樣的，因為CAN 2.0時代R0/FDF幀無意義，也有一些設備把發送出去的CAN幀的R0位錯誤地置了隱性1，這樣的設備在CAN網絡里一切正常，但若進入CAN-FD網絡就會被解讀成FD幀，進而因為缺少BRS、ESI等控制位被認為是格式錯誤。所以，CAN-FD并不是真的向下兼容CAN，因為舊時代的CAN設備并沒有判別R0/FDF位的能力，一旦它進入FD網絡就會瘋狂地打斷通信。
反直覺知識點③：DLC的長度，在CAN標準里DLC可以是0000~1000之間的二進制值，可以用8421的算法直接計算出數據長度。而在CAN-FD中，1001~1111之間的值則被解讀為離散的12,16,20,24,32,48,64byte。
CRC段對于從幀頭到Data結束之間的數據，CAN協議使用了CRC15這個比較特別的多項式計算校驗,有興趣的可以手算CRC試試。CAN-FD根據數據長度的不同使用了CRC17和CRC21，這里暫不做展開。
ACK段是由收到該幀的CAN節點回復的確認（Acknowledge）。注意 發送節點在ACK位一定發的是隱性1，由接收節點回應顯性0，雙方無縫銜接才在總線上呈現出一個完整的CAN報文。
反直覺知識點①：總線上任何節點 只要認為這個幀的結構正確，都會在ACK位回顯性0，不管需不需要這一幀的ID和數據。為什么不需要的節點也會回ACK？因為等MCU算完會造成這一位的延遲，攪亂總線時序，不如只保障鏈路層本身的格式正確，純芯片數字邏輯實現無延遲。嗯，90年代的總線要求不要太高。
反直覺知識點②：發送節點若發現自己這一幀沒有ACK回應，它也會認為總線出錯，重發16次后進入Passive error狀態，有興趣的自行研究一下，這里不做展開。
來看一個兩節點案例：若節點A發送0x9E報文到總線，從節點B收到的總線波形和邏輯側波形如下：
黃線為CAN-H，綠線為CAN-L，藍線為節點B的邏輯側RX，紫線為節點B的邏輯側TX?？梢钥吹剑?/span>作為接收方的節點B，總線拉差分電壓拉出顯性的時候，收發器將RX拉0給到MCU。在節點B想要回應ACK的時候，MCU將TX拉0，CAN收發器在總線上拉出了一個歪斜的顯性（歪斜是因為測量點的寄生電感影響）。RX在ACK位置的0，是收發器TX=0驅動總線顯性之后 回讀到的0。
再看一個比較真實的車上波形，CAN網絡上大于4個節點：
黃色是CAN_H，高電平表示顯性0，綠色是我們掛示波器這個節點的邏輯側TX，低電平表示顯性0。箭頭A~D是一幀完整的CAN報文，箭頭A ~ B這個過程中，我們掛示波器的這個節點和另一個節點正在進行優先級仲裁，根據我們之前講到的物理層的分壓原理，兩個節點同時驅動電壓會高一截。在箭頭C這個bit 該節點想發隱性1但發現總線是顯性0，那就說明有另外的節點在發送更高優先級的報文，我們這個節點會主動退出發送，成為接收節點，并在箭頭D點校驗成功后回應ACK，等待報文結束后這個節點再次參與總線仲裁，成功搶占總線如E點所示。
注意波形高度，在箭頭A~B之間，差分電壓略高于2V，這是正?，F象，說明有兩個節點同時驅動總線顯性，但從邏輯看，因為H-L>0.7V所以都為顯性0，純數字邏輯的CAN控制器在箭頭A~B之間還感知不到對方的存在，箭頭C點之后才感知得到；而在箭頭D點，因為除了發送節點之外的所有節點都在同時驅動ACK，所以總線電壓比箭頭A~B之間的雙節點驅動 電壓更高。
終于到了錯誤幀，注意，錯誤幀不是由哪個節點發出的，而是由某個接收節點認為總線錯誤，才故意驅動總線打斷發送方，在總線上呈現為一個錯誤幀。也就是說錯誤幀 一定是由 一個發送節點和至少一個 認為發送方有錯的節點 共同形成的。
位填充規則是CAN協議的靈魂，簡單來講就幾個字：逢五補一。當發送節點想要發連續5個bit的顯性0的數據，會故意插入一個無意義的隱性1；當出現連續5個bit的隱性1，會故意插入一個無意義的顯性0，如下圖的紫色bit。如果發送節點漏填了這個0/1，或者這個0/1被干擾成了1/0，接收節點就會判定為“填充錯誤”，向總線上輸出“主動錯誤標志”——連續六個顯性0，故意破壞這一幀報文，發送節點感知到總線錯誤之后停止發送這一報文的后續部分。你說巧妙不巧妙？連續6個顯性0本身就是破壞“逢五補一”規則的，被拿來當錯誤標志回給發送節點。
假如原始數據是0x00，二進制0000 0000，發送節點發到0000 0的時候發送節點會先插一個1，再發后續的000，成為0000 01000，共9bit長度，接收節點也會在第5bit的0之后預期一個無效的1，解碼時摳掉。
假如原始數據是0000 0100，第六位自帶1，發送節點發到00000的時候也會先插一個1，再發后續的100，成為0000 01100，共9bit長度。
發送節點發送了0或1的時候，會回讀確認總線是否和自己的發送相符，比如在仲裁段搶優先級失敗就會等下一幀再發；如果發到了數據段，按理說此時總線應該只有自己，發著發著突然發現回讀的0/1與自己發的不同，比如受到了干擾，發送節點就會輸出“主動錯誤標志”——連續6bit顯性0，來主動拋棄后續報文，同時讓接收節點知道我這一幀有誤。
“在這時，接收節點收到第6bit顯性0的時候，因違背逢五補一的位填充規則，也會往總線上輸出“主動錯誤標志”，所以會在總線上看到連續12bit的顯性0，前6個來自發送節點，后6個來自接收節點。
”
正常情況來說，總線上的顯性不應該＞5bits=10us。那么用示波器設置＞11us的脈寬觸發模式就很容易定位錯誤幀的位置，不一定要用解碼示波器。
CAN網絡的幅度和電流可以為我們提供更多維度的信息，此所謂升維打擊。
我們先來看一個正常幀，我們叫它節點A吧，它內部有終端電阻，藍線為H-L的差分電壓，紫線是我們節點A的CAN-H引腳電流，輸出為正，輸入為負。
先看藍色的總線電壓波形，從0x83到END之間是一幀正常波形，注意看幀頭有多級臺階，幀尾ACK位置也特別高，這是正常的，可以理解 當多個節點同時驅動總線就會導致60Ω終端電阻上的分壓高于2V。從這些臺階來看，可以判斷出網絡上至少有5個節點。為啥？先看報文中部的幅度，這肯定是只有一個節點搶占總線之后的波形，往前有兩級臺階，可以認為A、B、C三個節點同時搶占總線出現了第一個高臺，然后節點C優先級仲裁失敗退出總線，A、B節點繼續搶占出現了第二個臺階，之后節點A成功搶占到了總線優先級，發送中間的數據。最后的ACK位比3節點驅動的第一個bit更高，說明至少有4個節點在驅動ACK，再加上節點A，網絡上至少有5個節點。
再看紫色的電流波形，已知節點A自己有終端電阻，外邊有另一顆終端電阻。波形中部的數據區肯定是節點A在驅動總線，差分電壓流經外邊的終端電阻形成回路，所以我們在節點A的引腳上觀察到了輸出的正向電流；往前一個電壓臺階的位置，電流為0，是A、B兩個帶終端電阻的節點在驅動總線，所以總線電壓拉開了但電流仍是無進無出的；再往前一個臺階，A、B、C三個節點驅動，節點C的電流流入A、B的終端電阻，所以在節點A的引腳上測到了輸入的負向電流；然后幀尾的ACK位置，至少有4個節點同時驅動，流入終端電阻A和B的負向電流更大了。
這是一個兩節點網絡，一個節點發，另一個節點收，兩方都有終端電阻，發送節點用的是TJA1042，接收節點用的是單3.3V收發器MAX3051。在幀頭就發生了錯誤，這種錯誤幀一般源于時鐘偏差或采樣點過小。
我們將示波器的差分探頭和電流探頭掛在接收端，下圖黃色為H-L的差分電壓，藍色為接收節點的輸出電流，RX為收發器將H-L差分電壓轉換出的邏輯波形，MCU內部的CAN控制器會根據RX的0/1來解讀總線。TX為接收節點的發送邏輯，MCU將TX拉低的時候收發器會往總線上驅動顯性。
我們已知500kbps的每個bit寬2us，注意上圖紫線TX在2 ~ 4箭頭之間出現了連續2us * 6=12us的顯性0，說明我們掛示波器的這個接收節點在此刻往外輸出了一個“主動錯誤標志”，那一定是接收節點在此之前認為總線出現了錯誤。我們來往前看，箭頭1~2之間總線差分電壓和RX邏輯側都只有10us/2us=5bit的顯性0，幀前邊都是長隱性1，這能有什么錯？一個可能是我們碰到了傳說中的過載幀，這個東西本應該很少見了；另一個可能是接收節點把對方來的正確報文認成了錯的，這10us被接收節點認成了6bit，錯誤的采樣點+硬同步（幀頭對齊）做得稀爛的國產MCU更容易出現這樣的幀頭報錯。
不管哪種，我們推演一下看看是否符合我們的理論，在箭頭2~3之間發送節點應該是想發送一個隱性，但這時接收節點已經覺得不對開始發“主動錯誤標志”，將總線拉成了顯性。然后發送節點讀到這一bit自己想發送隱性但總線是顯性，所以。。。仲裁區搶優先級失敗退出總線，，，怎么可能，之前有6個連續顯性呢，所以發送節點因違反“逢五補一”在箭頭3~5也輸出“主動錯誤標志”。所以就成了黃色總線波形的7個bit的“凸”型，中間的凸臺的位置總線被兩個節點驅動，電壓高起一個臺階。
再注意一個細節，凸臺的左肩膀和右肩膀高度不一樣，左肩膀是接收節點MAX3051驅動的電平，它比 右肩膀TJA1042的驅動能力弱一些，總線電平低一點。這個特性可以用來區分總線上的不同設備。
藍色線，是接收節點的輸出電流。箭頭1~2之間的負向電流為發送節點驅動總線，差分電壓流經接收節點內部的終端電阻帶來的負電流；箭頭2~3之間的正電流是接收節點驅動的主動錯誤的第一個bit；后邊3~4的凸臺兩個節點都在驅動顯性 但對應的電流也是負的，這是因為發送節點的驅動能力強過接收節點，整個網絡電流還是由發送節點灌入接收節點；再往后4~5的負電流是發送端驅動接收節點的終端電阻的電流。
下圖我標出了兩個節點的輸出bit流，紅框是“主動錯誤標志”。
仍然是這個兩節點網絡，仍然是這個稀爛的國產MCU，我們來看這個錯誤幀是怎么個情況：
這一幀的DLC=0x01，也就是只有1byte數據，數據區之后就是CRC區，我們的“主動錯誤標志”就發生在這個區，觀察又沒有填充錯誤，那就是我們掛示波器這個接收節點認為發送節點出現了CRC錯誤。但我們看到黃線在“主動錯誤標志”中間出現了凹坑，意味著發送節點還是想繼續發隱性，并不認為自己有錯，直到發現這一位被“主動錯誤標志”覆蓋為顯性才感知到位錯誤后拋棄后續報文。
原因最后定位到：過小的采樣點+過大的再同步補償寬度SJW讓時鐘誤差逐步積累，這顆國產MCU的重同步又做得稀爛，把正常報文錯讀了一位導致算CRC錯誤。最后通過調整采樣點和SJW寬度減少了這種錯誤的出現頻次，得到正常波形如下：
我們再試著從差分波形來分析一個錯誤幀：
錯誤發生在CRC區，我們放大一下，看看各節點都發生了啥：
從每一個臺階往前畫12us的方框，得到每個節點輸出的“主動錯誤標志”，分析可知：這是一幀節點B發送的報文，節點A認為它的CRC算錯了，節點C湊了個熱鬧，三者一起形成了這個12bits長的“主動錯誤標志”。
那，節點A為什么會認為CRC有錯呢？大概率是因為之前的數據讀錯了一位。
這么好的波形也能讀錯？是的，我們無法判斷節點A所在的位置波形有多差，可能分支上沒有終端電阻振鈴很大呢？我們只能相信節點A不會亂搞。另外，采樣點偏差會導致節點對噪聲額外地敏感。
來看一個A B C三節點CAN-FD錯誤幀的案例，節點C發，節點A、B收：黃色是H-L的差分電壓，綠色是節點B的邏輯TX。0x0677和0x0176是兩個錯誤幀。FD區波特率設置為2Mbps。
放大0x0176幀的細節：
綜上三條，認為節點C所在位置干擾過大/分支線路過長，節點C自己回讀↓下圖↓框出的bit位失敗，自己往總線上輸出“主動錯誤標志”（連續6bit=2usx6=12us的顯性），其他設備在接收到第6個CAN-FD的bit=0.5usx6=3us的時候就讀到了錯誤（違反FD速率的“逢五補一”規則），也往總線上疊加2us*6=12us的主動錯誤標志。然后，12us時節點C的主動錯誤標志先結束，其他節點的主動錯誤在2usx6+0.5usx6=15us后結束。至此，錯誤幀形態完成。
““逢五補一”這條規則是跟隨波特率變化的，6個連續的高波特率0或1都會觸發填充錯誤。但填充錯誤之后輸出的“主動錯誤標志”是500kbps波特率的6bit，固定長度12us。
”
再來一個案例：CAN-FD采樣點設置出錯導致節點B把節點A發送的CAN-FD報文當CAN來解析出錯。
黃色CAN_H，綠色CAN_L，藍色L-H反向差分電壓，紫線為節點B邏輯RX，青線為節點B邏輯TX。
注意看0x00前后的數據段，這一段是CAN-FD的2Mbps速率，節點B因為采樣點設置錯誤讀錯了BRS這一波特率轉換標志，仍按照標準的500kbps去解析節點A的2Mbps速率的數據，對RX信號2us一個采樣我用黃色箭頭標出來了，可以看到這恰好是6個連續顯性0，違反“逢五補一”的規則，故而接收節點B在箭頭2~4之間發“主動錯誤標志”，打斷總線通信，告知發送節點你發錯了。
箭頭2~3之間，發送節點A恰好也要發顯性，所以節點A此時還沒感覺到不對。
箭頭3之后，節點A想要拉隱性，電壓出現一個坑，卻發現總線還是顯性，此時節點A判斷出現了“位錯誤”，開始輸出“主動錯誤標志”，想告知接收方放棄我這一幀報文。
箭頭4的位置節點B釋放“主動錯誤標志”，箭頭5的位置節點A釋放“主動錯誤標志”。
如果數據比較巧，恰好能滿足逢五補一的規則，那這種錯誤形態會在發送很多數據之后才會出現，但最晚也會被CRC攔截：
補充知識：CAN-FD網絡各個節點的采樣點必須完全相同，高速率導致對時序敏感很多，這一點與CAN網絡容許一個范圍顯著不同。
上邊這一幀的BRS位怎么讀錯的呢？再一次違反直覺：CAN-FD的采樣點影響發送節點的驅動波形！用示波器可以輕松量出FD的采樣點位置。
看下圖，CAN-FD報文的控制段中的BRS位（Bit Rate Switch）明顯是短于前邊的FDF、R0位的，采樣點不匹配的話很容易讀錯。因為-FD的速率翻轉是在這一bit的采樣點位置發生的。比如采樣點80%的2Mbps CAN-FD網絡，BRS這一位的寬度為2us80%+0.5us20%=1.7us，而不是2us。接收節點的采樣點如果設置大于85%就會錯過整個BRS位（2us*85%=1.7us），從而導致如上的BRS位讀錯的問題。
以上，就是示波器升維破解CAN錯誤幀/BusOff的經驗分享，總結一下：
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