據(jù)說(shuō)，噪聲頻譜密度比信噪比更有用？

探索——

我的目標(biāo)頻段內(nèi)有多少噪聲？

數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊(cè)上的SNR表示滿(mǎn)量程信號(hào)功率與其他所有頻率的總噪聲功率之比。

現(xiàn)在考慮一個(gè)簡(jiǎn)單情況來(lái)比較SNR和NSD，如圖1所示。假設(shè)ADC時(shí)鐘頻率為75 MHz。對(duì)輸出數(shù)據(jù)運(yùn)行快速傅里葉變換(FFT)，圖中顯示的頻譜為從直流到37.5 MHz。本例中，目標(biāo)信號(hào)是唯一的大信號(hào)，且碰巧位于2 MHz附近。對(duì)于白噪聲（大部分情況下包含量化噪聲和熱噪聲）而言，噪聲均勻分布在轉(zhuǎn)換器的奈奎斯特頻段內(nèi)，本例中為直流至37.5 MHz。

圖1. 9 dB調(diào)制增益的圖形表示：保留全部信號(hào)，丟棄7?8噪聲

由于目標(biāo)信號(hào)在直流與4 MHz之間，故可相對(duì)簡(jiǎn)單地應(yīng)用數(shù)字后處理以濾除或拋棄一切高于4 MHz的頻率（僅保留紅框中的內(nèi)容）。這里將需要丟棄7?8噪聲，保留所有信號(hào)能量，從而有效SNR改善9 dB。換句話(huà)說(shuō)，如果知道信號(hào)位于頻段的一半中，那么事實(shí)上可以在僅消除噪聲的同時(shí)，丟棄另一半頻段。

當(dāng)然，如果信號(hào)處于直流和4 MHz之間某處，那么就不需要使用快速75 MSPS ADC來(lái)捕捉信號(hào)。只需9 MSPS或10 MSPS便能滿(mǎn)足奈奎斯特采樣定理對(duì)帶寬的要求。事實(shí)上，可以對(duì)75 MSPS采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行1/8抽取，產(chǎn)生9.375 MSPS有效數(shù)據(jù)速率，同時(shí)保留目標(biāo)頻段內(nèi)的噪底。

正確進(jìn)行抽取很重要。如果只是每8個(gè)樣本丟棄7個(gè)，那么噪聲會(huì)折疊或混疊回到目標(biāo)頻段內(nèi)，這樣將得不到任何SNR改善。必須先濾波再抽取，才能實(shí)現(xiàn)調(diào)制增益。

即便如此，雖然理想的濾波器會(huì)消除一切噪聲，實(shí)現(xiàn)理想3 dB/倍頻程的調(diào)制增益，但實(shí)際濾波器不具備此類(lèi)特性。在實(shí)踐中，所需的濾波器阻帶抑制量與試圖實(shí)現(xiàn)多少調(diào)制增益成函數(shù)關(guān)系。另外應(yīng)注意，“3 dB/倍頻程”的經(jīng)驗(yàn)法則是基于白噪聲假設(shè)。這是一個(gè)合理的假設(shè)，但并非適用于一切情況。

一個(gè)重要的例外情況是動(dòng)態(tài)范圍受非線(xiàn)性誤差或通帶中的其他雜散交調(diào)分量影響。在這些情況下，“濾波并丟棄”方法不一定能濾除雜散分量，可能需要更細(xì)致的頻率算法。

方法——

將SNR和采樣速率

轉(zhuǎn)換為噪聲頻譜密度

有多種方法可以減少落入紅框內(nèi)的噪聲量。其中一種是選擇具有更好SNR（噪聲更低）的ADC。或者也可以使用相同SNR的ADC并提供更快的時(shí)鐘（比如150 MHz），從而讓噪聲分布在更寬的帶寬內(nèi)，使紅框內(nèi)的噪聲更少。

問(wèn)題——

快速比較轉(zhuǎn)換器濾除噪聲的性能，

有沒(méi)有比SNR更好的規(guī)格？

此時(shí)就會(huì)用到噪聲頻譜密度(NSD)。用頻譜密度（通常以相對(duì)于每赫茲帶寬的滿(mǎn)量程的分貝數(shù)為單位，即dBFS/Hz）來(lái)刻畫(huà)噪聲，便可比較不同采樣速率的ADC，從而確定哪個(gè)器件在特定應(yīng)用中可能具有最低噪聲。

表1以一個(gè)70 dB SNR的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器為例，說(shuō)明隨著采樣速率從100 MHz提高到2 GHz，NSD有何改善。

表1. 改變一個(gè)70 dB SNR的ADC的采樣速率

表2顯示了部分極為不同的轉(zhuǎn)換器的多種SNR和采樣速率組合，但所有組合都具有相同的NSD，因此每一種組合在1 MHz通道內(nèi)都將具有相同的總噪聲。注意，轉(zhuǎn)換器的實(shí)際分辨率可能遠(yuǎn)高于有效位數(shù)，因?yàn)楹芏噢D(zhuǎn)換器希望具有額外的分辨率以確保量化噪聲對(duì)NSD的影響可忽略不計(jì)。

表2.幾種極為不同的轉(zhuǎn)換器均在1 MHz帶寬內(nèi)提供95 dBSNR；SNR計(jì)算假定為白噪底（無(wú)雜散影響）

在一個(gè)傳統(tǒng)的單載波系統(tǒng)中，使用10 GSPS轉(zhuǎn)換器捕捉1 MHz信號(hào)似乎很滑稽，但在多載波軟件定義系統(tǒng)中，那可能是設(shè)計(jì)人員恰恰會(huì)做的事情。一個(gè)例子是有線(xiàn)機(jī)頂盒，其可能采用2.7 GSPS至3 GSPS全頻調(diào)諧器來(lái)捕捉包含數(shù)百電視頻道的有線(xiàn)信號(hào)，每個(gè)頻道的帶寬為數(shù)MHz。對(duì)于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器而言，噪聲頻譜密度的單位通常為dBFS/Hz，即相對(duì)于每Hz滿(mǎn)量程的dB。這是一種相對(duì)量度，提供了對(duì)噪聲電平的某種“折合到輸出端”測(cè)量。還有采用dBm/Hz甚至dB mV/Hz為單位來(lái)提供更為絕對(duì)的量度，即對(duì)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器噪聲的“折合到輸入端”測(cè)量。

SNR、滿(mǎn)量程電壓、輸入阻抗和奈奎斯特帶寬也可用來(lái)計(jì)算ADC的有效噪聲系數(shù)，但這涉及到相當(dāng)復(fù)雜的計(jì)算，可參見(jiàn)ADI指南《ADC噪聲系數(shù)——一個(gè)經(jīng)常被誤解的參數(shù)》。

http://www.analog.com/media/cn/training-seminars/tutorials/MT-006_cn.pdf

思考——

過(guò)采樣替代方法

如表2所示，使用噪聲較低的轉(zhuǎn)換器也能實(shí)現(xiàn)更好的NSD。捕捉多載波的系統(tǒng)需要工作在較高采樣速率下，因此會(huì)對(duì)每個(gè)載波進(jìn)行過(guò)采樣。不過(guò)，過(guò)采樣仍有很多優(yōu)勢(shì)。

簡(jiǎn)化抗混疊濾波——過(guò)采樣會(huì)將較高頻率的信號(hào)（和噪聲）混疊到轉(zhuǎn)換器的奈奎斯特頻段內(nèi)。所以為了混疊影響,這些信號(hào)需要在AD轉(zhuǎn)換前被濾波器濾除。這意味著過(guò)濾器的過(guò)渡帶必須位于最高目標(biāo)捕捉頻率(F_IN)和該頻率的混疊（F_SAMPLE、F_IN）之間。

隨著F_IN越來(lái)越接近F_SAMPLE/2，此抗混疊濾波器的過(guò)渡帶變得非常窄，需要極高階的濾波器。2至4倍過(guò)采樣可大幅減少模擬域中的這個(gè)限制，并將負(fù)擔(dān)置于相對(duì)容易處理的數(shù)字域中。

即便使用完美的抗混疊濾波器，要最大程度減少轉(zhuǎn)換器失真產(chǎn)物折疊的影響也會(huì)帶來(lái)不足，在ADC中產(chǎn)生雜散和其他失真產(chǎn)物，包括某些極高階諧波。這些諧波還將在采樣頻率內(nèi)折疊，可能返回帶內(nèi)，限制目標(biāo)頻段內(nèi)的SNR。在較高的采樣速率下，所需頻段成為奈奎斯特帶寬的一小部分，因而降低了折疊發(fā)生的概率。值得一提的是，過(guò)采樣還有助于可能發(fā)生帶內(nèi)折疊的其他系統(tǒng)雜散（比如器件時(shí)鐘源）的頻率規(guī)劃。

調(diào)制增益對(duì)任何白噪聲都有影響，包括熱噪聲和量化噪聲，以及來(lái)自某些類(lèi)型時(shí)鐘抖動(dòng)的噪聲。

隨著速度更高的轉(zhuǎn)換器和數(shù)字處理產(chǎn)品的成熟，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員更頻繁地使用一定量的過(guò)采樣以發(fā)揮這些優(yōu)勢(shì)，比如噪底和FFT。

用戶(hù)可能很希望通過(guò)檢查頻譜曲線(xiàn)以及查看噪底深度來(lái)比較轉(zhuǎn)換器，如圖2所示。進(jìn)行此類(lèi)比較時(shí)，重要的是需記住頻譜曲線(xiàn)取決于快速傅里葉變換的大小。較大的FFT會(huì)將帶寬分成更多的頻率倉(cāng)，每個(gè)頻率倉(cāng)內(nèi)累積的噪聲會(huì)變少。這種情況下，頻譜曲線(xiàn)會(huì)顯示較低的噪底，但這只是一個(gè)繪圖偽像。事實(shí)上，噪聲頻譜密度并未發(fā)生改變（這是改變頻譜分析儀分辨率帶寬的信號(hào)處理等效情況）。

圖2. 524,288樣本FFT和8192樣本FFT的ADC

最終，如果采樣速率等于FFT大小（或者成適當(dāng)比例），那么比較噪底是可以接受的，否則可能產(chǎn)生誤解。這里，NSD規(guī)格可用于直接比較。

特例——

當(dāng)噪底不平坦時(shí)……

例如，之前已經(jīng)提到調(diào)制增益并不適用于雜散，雖然過(guò)采樣系統(tǒng)在頻率規(guī)劃和雜散處理方面可能有一些優(yōu)勢(shì)。此外，1/f噪聲和部分類(lèi)型的振蕩器相位噪聲具有頻譜整形性能，調(diào)制增益計(jì)算不適用于此類(lèi)情況。

噪聲不平坦的一個(gè)重要情形是使用∑-Δ型轉(zhuǎn)換器時(shí)。

∑-Δ型調(diào)制器通過(guò)對(duì)反饋回路（量化器輸出）調(diào)制,進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)量化噪聲整形，從而降低目標(biāo)頻段內(nèi)的噪聲，但代價(jià)是增加帶外噪聲，如圖3所示。

圖3. 目標(biāo)頻段和噪聲整形

即使不進(jìn)行完整分析，也可以看到，對(duì)于∑-Δ型調(diào)制器，使用NSD作為確定帶內(nèi)可用動(dòng)態(tài)范圍的規(guī)格尤為有效。圖4顯示的是高速帶通∑-Δ型ADC放大后的噪底曲線(xiàn)。在75 MHz目標(biāo)頻段內(nèi)（中心頻率為225 MHz），噪聲為-160 dBFS/Hz左右，SNR超過(guò)74 dBFS。

圖4. AD6676—噪底

舉例——

具有總結(jié)性的范例

前五種情況的特征是具有近乎白色（平坦）的噪底，而∑-Δ型ADC具有浴盆形噪聲頻譜密度，在目標(biāo)頻段內(nèi)的噪聲很低，如圖4所示。

在每種情況中，采樣速率保持固定，通過(guò)改變數(shù)字濾波器（其移除數(shù)字化處理后的帶外噪聲）的截止頻率來(lái)掃描信號(hào)帶寬。由此可得出幾點(diǎn)結(jié)論——

圖5顯示了多種不同高速ADC的SNR與信號(hào)帶寬的權(quán)衡關(guān)系：五個(gè)斜率遵從平坦噪底的3 dB/倍頻程調(diào)制增益，而AD6676由于噪底整形而表現(xiàn)出更陡的調(diào)制增益。

圖5. 不同ADC的SNR與信號(hào)帶寬的關(guān)系

寫(xiě)在最后

不斷豐富的高速和極高速ADC以及數(shù)字處理產(chǎn)品正使過(guò)采樣成為寬帶和射頻系統(tǒng)的實(shí)用架構(gòu)方法。半導(dǎo)體技術(shù)進(jìn)步為提升速度以及降低成本做出了諸多貢獻(xiàn)（比如價(jià)格、功耗和電路板面積），讓我們得以探索轉(zhuǎn)換和處理信號(hào)的各種方法——無(wú)論使用具有平坦噪聲頻譜密度的寬帶轉(zhuǎn)換器，或是使用在目標(biāo)頻段內(nèi)具有高動(dòng)態(tài)范圍的帶限∑-Δ型轉(zhuǎn)換器。這些技術(shù)改變了我們對(duì)信號(hào)處理的認(rèn)識(shí)，以及我們定義產(chǎn)品規(guī)格的方式。