LLC諧振變換器中常見MOSFET失效模式的分析與解決方法

LLC諧振變換器與傳統諧振變換器相比有如下優勢：

●  寬輸出調節范圍，窄開關頻率范圍 

●  即使空載情況下，可以保證ZVS 

●  利用所有的寄生元件，來獲得ZVS

LLC諧振變換器可以突破傳統諧振變換器的局限。正是由于這些原因，LLC諧振變換器被廣泛應用在電源供電市場。LLC諧振半橋變換器拓撲如圖1所示，其典型波形如圖2所示。圖1中，諧振電路包括電容Cr和兩個與之 串聯的電感Lr和Lm。

作為電感之一，電感Lm表示變壓器的勵磁電感，并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成一個諧振點。重載情況下，Lm會在反射負載RLOAD的作用下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串聯。因此，諧振頻率由負載情況決定。Lr 和Cr決定諧振頻率fr1，Cr和兩個電感Lr 、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨著負載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的大值和小值之間變動，如公式1、2所示。

圖3和圖4給出了啟動時功率MOSFET前五個開關波形。在變換器啟動開始前，諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比，在啟動過程中，這些空電容會使低端開關Q2的體二極管深度導通。因此流經開關Q2體二極管的反向恢復電流非常高，致使當高端開關Q1導通時足夠引起直通問題。啟動狀態下，在體二極管反向恢復時，非常可能發生功率MOSFET的潛在失效。圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動時的簡化波形。

圖6給出了可能出現潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時段，諧振電感電流Ir變為正。由于MOSFET Q1處于導通狀態，諧振電感電流流過MOSFET Q1溝道。當Ir開始上升時，次級二極管D1導通。因此，式3給出了諧振電感 電流Ir的上升斜率。因為啟動時vc(t)和vo(t)為零，所有的輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。 

在t1~ t 2時段，MOSFET Q1門極驅動信號關斷，諧振電感電流開始流經MOSFET Q2的體二極管，為MOSFET Q2產生ZVS條件。這種模式下應該給MOSFET Q2施門極信號。由于諧振電流的劇增，MOSFET Q2體二極管中的電流比正常工作狀況下大很多。導致了MOSFET Q2的P-N結上存儲 更多電荷。 

在t2~t3時段，MOSFET Q2施加門極信號，在t0~t1時段 劇增的諧振電流流經MOSFET Q2溝道。由于二極管D1依然導通，該時段內諧振電感的電壓為：

該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而

很小，并不足以在這個時間段 內使電流反向。在t3時刻，MOSFET Q2電流依然從源極流向漏極。另外，MOSFET Q2的體二極管不會恢復，因為漏源極之間沒有反向電壓。下式給出了諧振電感電流Ir的上升斜率：

在t3~t4時段，諧振電感電流經MOSFET Q2體二極管續流。盡管電流不大，但依然給MOSFET Q2的P-N結增加儲存電荷。

在t4~t5時段，MOSFET Q1通道導通，流過非常大的直通電流，該電流由MOSFET Q2體二極管的反向恢復電流引起。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正常施加了門極信號；如同直通電流一樣，它會影響到該開關電源。這會產生很大的反向恢復dv/dt，有時會擊穿MOSFET Q2。這樣就會導致MOSFET失效，并且當采用的MOSFET體二極管的反向恢復特性較差時，這種失效機理將會更加嚴重。

圖7給出了不同負載下LLC諧振變換器的直流增益特性曲線。根據不同的工作頻率和負載可以分為三個區域。諧振頻率fr1的右側（藍框）表示ZVS區域，空載時小第二諧振頻率fr2的左側（紅框）表示ZCS區域，fr1和fr2之間的可能是ZVS或者ZCS，由負載狀況決定。所以紫色的區域表示感性負載，粉色的區域表示容性負載。圖8給出了感性和容性負載下簡化波形。當開關頻率 fs<fr2，諧振電路的輸入阻抗為容性。因此，諧振電路電流超前于MOSFET兩端電壓的基波分量；MOSFET電流在其開通后為正，在其關斷前為負。 

MOSFET在零電流處關斷。在MOSFET開通前，電流流過另一個MOSFET的體二極管。當MOSFET開關開通， 另一個MOSFET體二極管的反向恢復應力很大。由于大反向恢復電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個MOSFET。這就會產生很大的開關損耗，并且電流和電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工 作在這個區域。 

對于開關頻率fs>fr1，諧振電路的輸入阻抗為感性。MOSFET電流在開通后為負，關斷前為正。MOSFET開關在零電壓處開通。因此，不會出現米勒效應從而使開通損耗小化。MOSFET的輸入電容不會因米勒效應而增加。而且體二極管的反向恢復電流是正弦波形的一部分，并且當開關電流為正時，會成為開關電流的一部分。因此，通常ZVS優于ZCS，因為它可以消除由反向恢復電流、結電容放電引起的主要的開關損耗和應力。 

圖9給出了過載情況下工作點移動軌跡。變換器正常工作在ZVS區域，但過載時，工作點移動到ZCS區域，并且串聯諧振變換器特性成為主導。過載情況下，開關電流增加，ZVS消失，Lm被反射負載RLOAD完全短路。這種情況通常會導致變換器工作在ZCS區域。ZCS（諧振點以下）嚴重的缺點是：開通時為硬開關，從而導致二極管反向恢復應力。此外，還會增加開通損耗，產生噪聲或EMI。 

二極管關斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會產生很高的反向恢復電流尖峰。這些尖峰會比穩態開關電流幅值大十倍以上。該大電流會使MOSFET損耗大大增加、發熱嚴重。MOSFET結溫的升高會降低其 dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個系統失效。在特殊應用中，負載會從空載突變到過載，為了能夠保持系統可靠性，系統應該能夠在更惡劣的工作環境中運行。

圖10和圖11給出了過載時功率MOSFET開關波形。電流尖峰發生在開通和關斷的瞬間。可以被認作是一種“暫時直通”。圖12給出了過載時LLC諧振變換器的簡化波形，圖13給出了可能導致器件潛在失效問題的工作模式。

在t0 ~ t1時段，Q1導通，諧振電感電流Ir為正。由于MOSFET Q1處于導通狀態，諧振電流流過MOSFET Q1溝道，次級二極管D1導通。Lm不參與諧振，Cr與Lr諧振。能量由輸入端傳送到輸出端。 

在t1 ~ t2時段，Q1門極驅動信號開通，Q2關斷，輸出電流在t1時刻為零。兩個電感電流Ir 和 Im相等。次級二極管都不導通，兩個輸出二極管反向偏置。能量從輸出電容而不是輸入端往外傳輸。因為輸出端與變壓器隔離， Lm與Lr串聯參與諧振。 

在t2 ~ t3時段，MOSFET Q1 依然施加門極信號，Q2關斷。在這個時段內，諧振電感電流方向改變。電流從MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開始導通，D1反向偏置，輸出電流開始增加。能量回流到輸入端。 

在t3 ~ t4時段，關斷MOSFET Q1和Q2的門極信號，諧振電感電流開始流過MOSFET Q2的體二極管，這就為 MOSFET Q1創造了ZCS條件。 

在t4 ~ t5時段，MOSFET Q2開通，流過一個很大的直通電流，該電流由MOSFET Q1體二極管的反向恢復電流產生。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正常施加了門極信號；有如直通電流一樣，它會影響到該開關電源。這會形成很高的反向恢復dv/dt，時常會擊穿 MOSFET Q2。這樣就會導致MOSFET失效，當使用的 MOSFET體二極管的反向恢復特性較差時，這種失效機理會更加嚴重。 

最壞情況為短路。短路時，MOSFET導通電流非常高 （理論上無限高），頻率也會降低。當發生短路時，諧振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因為Cr只與Lr發生諧振。因此圖12 省略了t1 ~ t2時段，短路時次級二極管在CCM模式下連續導通。短路狀態下工作模式幾乎與過載狀態下一樣，但是短路狀態更糟糕，因為流經開關體二極管的反向恢復電流更大。

圖14和圖15給出了短路時功率MOSFET的開關波形。短路的波形與過載下的波形類似，但是其電流的等級更高，MOSFET結溫度更高，更容易失效。

二極管由通態到反向阻斷狀態的開關過程稱為反向恢復。圖16給出了MOSFET體二極管反向恢復的波形。首先體二極管正向導通，持續一段時間。這個時段中，二極管P-N結積累電荷。當反向電壓加到二極管兩端時，釋放儲存的電荷，回到阻斷狀態。釋放儲存電荷時會出現以下兩種現象：流過一個大的反向電流和重構。在該過程中，大的反向恢復電流流過MOSFET的體二極管，是因為MOSFET的導通溝道已經切斷。一些反向恢復電流從N+源下流過。 

如圖18和圖19所示，Rb表示一個小電阻。基本上，寄生 BJT的基極和發射極被源極金屬短路。因此，寄生BJT不能被激活。然而實際中，這個小電阻作為基極電阻， 當大電流流過Rb時，Rb產生足夠的壓降使寄生BJT基極發射極正向偏置，觸發寄生BJT。一旦寄生BJT開通， 會產生一個熱點，更多的電流將涌入該點。負溫度系數 的BJT會使流過的電流越來越高。終導致器件失效。圖17給出了體二極管反向恢復時MOSFET失效波形。電流等級超過反向恢復電流峰值Irm時正好使器件失效。這意味著峰值電流觸發了寄生BJT。圖20和圖21給出了由體二極管反向恢復引起芯片失效的燒毀標記。燒毀點是芯片脆弱的點，很容易就會形成熱點，或者需要恢復過多儲存電荷。這取決于芯片設計，不同設計技術會有所變化。 

如果反向恢復過程開始前P-N結溫度高于室溫，則更容易形成熱點。所以電流等級和初始結溫度是器件失效的兩個重要的因素。影響反向恢復電流峰值的主要因素有溫度、正向電流和di/dt。圖22給出了反向恢復電流峰 值與正向電流等級的對應曲線。如圖22所示，大限度抑制體二極管導通，可以降低反向恢復電流峰值。如果di/dt增大，反向恢復電流峰值也增大。在LLC諧振變換器中，功率MOSFET體二極管的di/dt與另一互補功率開關的開通速度有關。所以降低其開通速度也可以減小 di/dt。

另一種失效模式是擊穿dv/dt。它是擊穿和靜態dv/dt的組合。功率器件同時承受雪崩電流和位移電流。如果開關過程非常快，在體二極管反向恢復過程中，漏源極電壓可能超過大額定值。例如，在圖16中，漏源極電壓大值超過了570V ，但器件為500V額定電壓的MOSFET。過高的電壓峰值使MOSFET進入擊穿模式，位移電流通過P-N結。這就是雪崩擊穿的機理。另外， 過高的dv/dt會影響器件的失效點。dv/dt越大，建立起的位移電流就越大。位移電流疊加到雪崩電流后，器件受到傷害，導致失效。基本上，導致失效的根本原因是大電流、高溫度引起的寄生BJT導通，但主要原因是體二 極管反向恢復或擊穿。實踐中，這兩種失效模式隨機發生，有時同時發生。