如何正確理解SiCMOSFET的靜態和動態特性

MOSFET靜態輸出特性的關鍵參數是漏極-源極導通電阻RDS(on)。我們定義了CoolSiC? MOSFET不同溫度下的輸出特性曲線，如圖1左側所述。閾值電壓VGS(th)遵循器件的物理原理，隨著溫度的升高而下降，如圖1右側所示。

圖1：45mΩ 1200V CoolSiC? MOSFET在室溫和175°C下的輸出特性(左)以及Ron和VGS(th)對溫度的依賴性(右)

圖1右側可見，CoolSiC? MOSFET的導通電阻呈明顯的正溫度系數的，這是低溝道缺陷密度的結果，使得該器件非常適合并聯使用。這是與DMOS（雙擴散金屬氧化物半導體）元件的另一個顯著區別。DMOS通常顯示出電阻對溫度的依賴性較弱，因為它們溝道中的缺陷密度高。

DMOS這種電阻對溫度依賴性弱的特性乍聽起來很有吸引力。然而，隨著向更低的導通電阻的發展，漂移區的正溫度系數將越來越多地主導總的導通電阻。因此，SiC MOSFET將變得更像硅。即使如此，SiC MOSFET的實際溫度系數也會低于相同阻斷電壓下的硅器件。這是由于其絕對摻雜密度較高的結果。此外，由于漂移區對總電阻的貢獻越來越大，在較高的阻斷電壓下，導通電阻的溫度依賴性將更加明顯。圖2定性顯示了這種行為。

圖2：MOSFETs的導通電阻的主要行為與溫度的關系，以及與硅的比較。

與IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）相比，垂直MOSFET（如CoolSiC?器件）通過體二極管提供反向導通路徑，這實際上是一個續流二極管。然而，由于SiC的寬帶隙，該二極管的轉折電壓約為3V，相對較高。這意味著連續工作將導致高導通損耗。因此，工程師需要使用同步整流，使二極管只是在一個很短的死區時間內工作。在這段時間之后，通過像第一象限模式那樣施加一個正的VGS，溝道再次被打開。

這種工作方案在第三象限模式中提供了非常低的導通損耗，因為沒有轉折電壓，實現了與第一象限模式中相同的電阻，實際上，該電阻甚至略低。這是因為JFET（結型場效應晶體管）的影響減少了。圖3顯示了不同柵極電壓下第三象限操作的I-V特性。請注意，由于p-n二極管的結構，也可以實現一定的脈沖電流處理能力，這可能比正向導通狀態下，器件所允許的脈沖電流更高。

圖3：45mΩ CoolSiC? MOSFET的體二極管的I-V行為

作為一個單極器件，SiC MOSFET的電容在很大程度上決定了其動態性能。與輸入電容Ciss相比，SiC MOSFET的米勒電容Crss更小。這有利于抑制寄生導通，因此，在半橋電路中運行時，可以避免使用復雜的柵極驅動電路。即使使用0V的關斷電壓，許多CoolSiC? MOSFET可以安全地關斷。這是因為除了優化的電容比例（Crss/Ciss）之外，CoolSiC? MOSFET的閾值電壓也足夠高。圖4中的左圖總結了元件電容與VDS的關系。

圖4的右邊顯示了4腳TO-247封裝中的單器件半橋的典型開關損耗與漏極電流的關系。關斷能量Eoff只略微依賴負載電流，因為它是由電容主導的。相比之下，開通能量Eon隨電流線性增加，并主導著總損耗Etot。根據2019年年中的狀況，我們應該強調，CoolSiC? MOSFET在市售的1200V SiC MOSFET中顯示了最低的Eon。Eon和Eoff幾乎與溫度無關。需要注意的是，實際的封裝設計對開關損耗有很大的影響，主要是對導通損耗。開爾文引腳（TO247 4pin）在電流方面將功率回路與控制回路分開,因此有助于防止di/dt對柵極電壓的反饋，從而降低動態損耗。

圖4：45mΩ CoolSiC? MOSFET的典型器件電容與漏極-源極電壓的關系(左)，開關損耗與漏極電流的關系（右）(在VGS=15/-5V,RG_ext=4.5Ω,VDS=800V,

Tvj =175°條件下)

CoolSiC? MOSFET的柵極電荷曲線通常與硅功率器件的典型形狀不同。特別是，如圖5左側所示，沒有明顯的米勒平臺。在ID=30A、VDS=800V和RG_ext=3.3kΩ、VGS(off)=-5V至VGS(on)=15 V時，總柵極電荷Qtot通常為75nC。

通常情況下，可能需要調整開關速度（dv/dt），以處理振蕩等問題。MOSFET的一個優點是可以通過柵極電阻調整斜率，與合適的驅動電路相結合，它甚至能實現開啟和關閉時不同的變化率。右邊的圖5顯示了我們的45mΩ 1200V CoolSiC? MOSFET的相應行為。

圖5：45mΩ 1200V CoolSiC? MOSFET的典型柵極電荷曲線（左）和通過RG,ext控制開關速度的能力（右）。

圖6左邊是兩個45mΩ 1200V CoolSiC? MOSFET的短路波形：一個是4腳的TO-247封裝，另一個是3腳TO-247封裝。圖中顯示了兩者在VDS=800V的直流電壓下的情況。器件的短路波形與IGBT有很大的不同。最初，漏極電流迅速增加并達到一個電流峰值。由于開爾文源設計中的反饋回路減少，4腳TO-247封裝的MOSFET的電流上升得更快，在短路事件開始時，它也顯示出較少的自熱，峰值電流很高，超過300A。相反，3腳TO-247封裝的器件顯示出較小的峰值電流。造成這種情況的主要原因是di/dt作用于3腳元件的功率回路中的雜散電感，產生的瞬時電壓對VGS產生負反饋，從而降低了開關速度。由于開爾文連接方案能夠實現更快的開關，消除了這種影響。因此在退飽和效應發生之前，4引腳器件的電流也可以上升到更高的值。

在峰值電流之后，漏極電流下降到大約150A。這是因為載流子遷移率的降低和自熱導致的溫度上升而產生了更明顯的JFET效應。測試波形干凈穩定，這證明了兩種封裝的TO-247 CoolSiC? MOSFET的典型3μs短路能力。對于功率模塊，根據相關的目標應用要求，目前的短路能力最高為2μs。我們的CoolSiC? MOSFET是第一個在數據表中保證短路耐受時間的器件。

為滿足目標電源應用的要求，CoolSiC? MOSFET技術在雪崩情況下顯示出高度的魯棒性。圖6右邊描述了一個1200V元件的典型雪崩行為。（新發布的650V器件CoolSiC?在數據表中標注了雪崩等級）

圖6：在25°C下，典型的短路是持續時間的函數（左），以及1200V器件的雪崩行為，在60V下關閉3.85mH的無鉗位電感負載（右）。

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