環(huán)路設(shè)計相關(guān)計算講解——以反激電源為例

作為工程師,每天接觸的是電源的設(shè)計工程師，發(fā)現(xiàn)不管是電源的老手、高手、新手，幾乎對控制環(huán)路的設(shè)計一籌莫展，基本上靠實驗。靠實驗當然是可以的,但出問題時往往無從下手，在這里我想以反激電源為例子(在所有拓撲中環(huán)路是最難的,由于RHZ 的存在)，大概說一下怎么計算，至少使大家在有問題時能從理論上分析出解決問題的思路。

示意圖:

這里給出了右半平面零點的原理表示,這對用PSPICE做仿真很有用,可以直接套用此圖。

遞函數(shù)自己寫吧,正好鍛煉一下,把輸出電壓除以輸入電壓就是傳遞函數(shù)。

bode 圖可以簡單的判定電路的穩(wěn)定性,甚至可以確定電路的閉環(huán)響應(yīng)，就向我下面的圖中表示的零極點說明了增益和相位的變化。

雙極點,單零點補償,適用于功率部分只有一個極點的補償.如:所有電流型控制和非連續(xù)方式電壓型控制。

三極點，雙零點補償，適用于輸出帶LC諧振的拓撲,如所有沒有用電流型控制的電感電流連續(xù)方式拓撲。

所以環(huán)路要留一定的相位裕量,如圖Q=1時輸出是表現(xiàn)最好的,所以相位裕量的最佳值為52度左右,工程上一般取45度以上.如下圖所示:

這里要注意一點,就是補償放大器工作在負反饋狀態(tài),本身就有180度相移,所以留給功率部分和補償網(wǎng)絡(luò)的只有180度.幅值裕度不管用上面哪種補償方式都是自動滿足的,所以設(shè)計時一般不用特別考慮.由于增益曲線為-20dB/decade時,此曲線引起的最大相移為90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整個增益曲線應(yīng)該為-20dB/decade部分穿過0dB.在低于0dB帶寬后,曲線最好為-40dB/decade,這樣增益會迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,既電源有很好的負載和線路調(diào)整率。

如何設(shè)計控制環(huán)路?經(jīng)常主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計的,設(shè)計時一般不會提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計.我們的前提就是假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計完成,然后來探討環(huán)路設(shè)計.環(huán)路設(shè)計一般由下面幾過程組成:1)畫出已知部分的頻響曲線.

2)根據(jù)實際要求和各限制條件確定帶寬頻率,既增益曲線的0dB頻率。

3)根據(jù)步驟2)確定的帶寬頻率決定補償放大器的類型和各頻率點.使帶寬處的曲線斜率為20dB/decade,畫出整個電路的頻響曲線。

上述過程也可利用相關(guān)軟件來設(shè)計:如pspice,POWER-4-5-6.一些解釋:

已知部分的頻響曲線是指除Kea(補償放大器)外的所有部分的乘積,在波特圖上是相加。

條件:輸入85-265V交流,整流后直流100-375V輸出12V/5A

初級電感量370uH初級匝數(shù):40T,次級:5T

次級濾波電容1000uFX3=3000uF震蕩三角波幅度.2.5V開關(guān)頻率100K

電流型控制時,取樣電阻取0.33歐姆

下面分電壓型和峰值電流型控制來設(shè)計此電源環(huán)路.所有設(shè)計取樣點在輸出小LC前面.如果取樣點在小LC后面,由于受LC諧振頻率限制,帶寬不能很高.1)電流型控制。

假設(shè)用3842,傳遞函數(shù)如下

此圖為補償放大部分原理圖.RHZ的頻率為33K,為了避免其引起過多的相移,一般取帶寬為其頻率的1/4-1/5,我們?nèi)?/4為8K。

分兩種情況:

A)輸出電容ESR較大

輸出濾波電容的內(nèi)阻比較大,自身阻容形成的零點比較低,這樣在8K處的相位滯后比較小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=22度。

另外可看到在8K處增益曲線為水平,所以可以直接用單極點補償,這樣可滿足-20dB/decade的曲線形狀.省掉補償部分的R2,C1。

設(shè)Rb為5.1K,則R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K。

8K處功率部分的增益為-20*log(1225/33)+20*log19.4=-5.7dB因為帶寬8K,即8K處0dB。

所以8K處補償放大器增益應(yīng)為5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo為補償放大器0dB增益頻率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42。

C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度。

輸出濾波電容的內(nèi)阻比較大,自身阻容形成的零點比較高,這樣在8K處的相位滯后比較大。

Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度。

如果還用單極點補償,則帶寬處相位裕量為180-90-47=43度.偏小.用2型補償來提升。

三個點的選取,第一個極點在原點,第一的零點一般取在帶寬的1/5左右,這樣在帶寬處提升相位78度左右,此零點越低,相位提升越明顯,但太低了就降低了低頻增益,使輸出調(diào)整率降低,此處我們?nèi)?.6K.第二個極點的選取一般是用來抵消ESR零點或RHZ零點引起的增益升高,保證增益裕度.我們用它來抵消ESR零點,使帶寬處保持-20db/10decade的形狀,我們?nèi)SR零點頻率5.3K。

8K處功率部分的增益為-20*log(5300/33)+20*log19.4=-18dB

因為帶寬8K,即最后合成增益曲線8K處0dB

所以8K處補償放大器增益應(yīng)為18dB,5.3K處增益=18+20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6

推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2
推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1
推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF

fo為LC諧振頻率,注意Q值并不是用的計算值,而是經(jīng)驗值,因為計算的Q無法考慮LC串聯(lián)回路的損耗(相當于電阻),包括電容ESR,二極管等效內(nèi)阻,漏感和繞組電阻及趨附效應(yīng)等.在實際電路中Q值幾乎不可能大于4—5。

由于輸出有LC諧振,在諧振點相位變動很劇烈,會很快接近180度,所以需要用3型補償放大器來提升相位.其零,極點放置原則是這樣的,在原點有一極點來提升低頻增益,在雙極點處放置兩個零點,這樣在諧振點的相位為-90+(-90)+45+45=-90.在輸出電容的ESR處放一極點,來抵消ESR的影響,在RHZ處放一極點來抵消RHZ引起的高頻增益上升。

藍色為功率部分,綠色為補償部分,紅色為整個開環(huán)增益。

如果相位裕量不夠時,可適當把兩個零點位置提前,也可把第一個極點位置放后一點。

同樣假設(shè)光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大時,如同時用IC的內(nèi)部運放,只需要在波特圖上加一個直流增益后,再設(shè)計補償部分即可.這時要求把IC內(nèi)部運放配置為比例放大器,如果再在內(nèi)部運放加補償,就稍微麻煩一點,在圖上再加一條補償線結(jié)束。

我想大家看完后即使不會計算，出問題時也應(yīng)該知道改哪里.。