峰值電流模式的工作原理就是外環輸出電壓的反饋信號，作為內環電流信號的給定，送到PWM比較器的輸入端，每個開關周期，峰值電流信號RS*IS從初始值增加到等于（頂到）輸出電壓的反饋信號值VCOMP，主開關管關斷，從而調節系統的占空比，在輸入電壓和輸出電流變化時，維持輸出電壓的穩定，如圖1所示。
圖1? 峰值電流模式控制器AOZ1284
例如，BUCK變化器輸出電壓的誤差運算放大器，通常其輸出電壓有動態調節的范圍，也就是對應著最小輸出負載電流的最小電壓值VCOMP(Min)，以及對應著最大輸出負載電流的最大電壓值VCOMP(Max)。如果輸出電流增加到過載，超出系統設計的最大輸出電流，電壓誤差運算放大器的輸出電壓就會增加到最大輸出電壓值VCOMP(Max)并保持不變，如圖2所示。系統每一次開關工作，峰值電流檢測信號的電壓值RS*IS，每一次頂到VCOMP(Max) 值，主開關管就會關斷，形成經典的逐個脈沖限流保護（Cycle by Cycle Current Limit），也稱為脈寬限流保護，這種保護功能是峰值電流模式固有的優點。
圖2? 輸出過載的電感電流波形
為了防止誤觸發，峰值電流模式系統都有前沿消隱時間功能Leading Edge Blanking LEB，例如，如果LEB為200nS，就是在200nS時間內，系統對檢測的電流信號不起作用。?
在正常工作時，電感的激磁和去磁電壓分別為：
如果輸出短路，輸出電壓幾乎為0，由上面公式：電感的激磁電流變化率di/dt急劇變大，電感的去磁電流變化率di/dt變得非常緩慢，因此，每一個開關周期結束后，電感的起始激磁電流不斷增加，一點一點的頂（拱）到接近系統設定的逐個脈沖限流保護的最大電流VCOMP(Max)。
然后，當系統進入到下一個開關周期，電感的起始激磁電流從接近于VCOMP(Max)值開始增加，理論上，當電感的電流（峰值電流）增加到等于VCOMP(Max)時，主開關管應該關斷。
實際工作過程中，電感的激磁電流變化率di/dt非常大，電感電流從起始值增加到VCOMP(Max)的時間非常短，遠小于LEB是200nS時間，那么，系統的電流檢測信號不會起作用，電感電流就會繼續保持增加，直到電感電流上升時間等于LEB時，系統才響應電流檢測信號，關閉主開關管，如圖3所示。
圖3? 輸出短路的電感電流波形
可以看到：在短路工作條件下，電感實際的工作電流已經大于系統設定的逐個脈沖限流保護值，因此，逐個脈沖限流功能無法提供有效的過流保護。
在一定過載范圍內，輸出電壓的跌落幅度不大，電感沒有飽和，系統占空比仍然在調節范圍內，逐個脈沖限流功能可以提供有效的保護。此時，系統在輸出過載電流下工作，溫度升高，對于單芯片集成的方案，溫度高于芯片的OTP保護點，系統就會停止工作。分立方案，芯片OTP功能無法提供這種保護。另外，OTP響應時間非常慢，無法提供瞬時短路動態大電流的保護。
逐個脈沖限流功能無法提供有效過流保護最主要原因在于以下2點：
1、輸出短路時，輸出電壓非常低，電感去磁電流變化率di/dt非常小，導致下一個開關周期開始時電感激磁的起始電流不斷增加，電感電流也不斷增加，I2>I1，極端情況下，電感有可能會飽和。
2、系統每個開關周期，主開關管都必須導通的一個最小的時間，即LEB時間，電感的激磁電流在這個時間段，會一直保持上升而不受控。電感飽和時，電感值L減少到非常低值，電感激磁的電流變化率di/dt會進一步急劇增加，在非常短的LEB時間內，電感電流急劇增加到非常高的值，直接導致系統損壞。
每個開關周期結束時，如果電感的去磁電流的最低值I2，能夠回到開關周期開始時，電感的激磁電流的起始值I1，那么電感的電流就不會一直增加。由電感電流去磁的公式，增加其去磁時間，也就是延長下管導通時間，直到電感電流下降到等于開關周期開始時的電流值，I1=I2‘，如圖4所示，這樣就可以實現這個功能，避免電感電流的不斷增。
圖4? 輸出短路頻率折返功能
下管導通時間Toff延長，Ts=Ton+Toff，系統工作的開關周期變大，工作頻率也就會降低，這種降低頻率的保護方法，稱為頻率折返功能Frequency Foldback。
