比如用電池供電的產品，需要實時檢測電壓以判斷電池的電量情況，并及時提醒用戶對電池充電或者更換電池。
再比如通過檢測電池電壓判斷斷電，及時在斷電之后采用電容上儲存的電荷供電，維持記錄工作，在此期間將RAM中的數據寫入flash,eeprom等非易失存儲器，重新上電之后再讀出恢復，從而實現斷電記憶功能。
為了保證該功能的可靠性，產品需要滿足電源瞬斷試驗要求。比如對于電源50ms瞬斷，在斷電之后，并聯在供電電源兩端的電解電容可以繼續放電，維持負載正常工作。
50ms瞬斷要求電容在向負載放電50ms之后，其兩端的電壓仍能滿足設備正常工作要求。
電容容值的計算
以下面的電路為例，12V供電電源經過LDO穩壓，得到+3.3V向負載供電，
LDO電路
經過測算，+3.3V電源的負載電流為50mA；
對于線性穩壓器，其輸入電流等于輸出的負載電流加上線性穩壓器的工作電流(也即靜態電流）；
在上圖中，Iin=Iload+IQ，從規格書上可知，其靜態電流約為6mA，這樣+12V外部電源的負載電流為50mA+6mA=56mA。
從規格書上還可以知道，LDO的最小壓差的最大值為1.10V，即輸入電壓需要達到3.3V+1.1V=4.4V以下，LDO才能穩定輸出+3.3V的電壓。
LDO的靜態電流以及壓差
根據這些參數， +12V輸入電源兩端的電解電容C1需要取多大的容值才能保證在斷電50ms之內，+3.3V的電源電壓穩定，從而負載正常工作。
當+12V斷電之后，C1向通過LDO向負載放電，其放電電流為56mA。
從開始放電，至+3.3V能穩定輸出+3.3V電壓的電壓降ΔU=(12-4.4)=7.6V；
通過仿真軟件，用示波器測量斷電之后LDO輸入電壓的波形，可知當電容以恒定的56mA的電流放電，放電到LDO穩定輸出+3.3V的電壓4.4V所對應的時間為49.9mS，與理論分析一致。
電容以恒定電流放電的電壓波形
電解電容的容量誤差大多數一般都是標稱±20%；
鋁電解電容器的電氣性能參數受溫度影響：隨著溫度的降低，電解液的粘度增加，從而使其導電性能降低，因此，溫度降低時電容量會減小，溫度上升時電容量增加，且這種現象比其他類型的電解電容器更加明顯；
-40℃時的容量比常溫時下降10% ；
理論計算得到368uF的實際容量需求，應該選用368F/70%=525uF的電容，可選擇680uF的電容；
軟件設計的考量
在第一部分中，根據測算得到的負載電流，設備正常工作的最低電壓，瞬斷時間要求，通過電容的電流電壓關系推算出電容的容值；并通過電源瞬斷試驗進行驗證。
處理器的中斷資源有限，一般情況中中斷處理函數僅用于實時性要求非常高的業務；
比如MODBUS通信；
耗時長而實時性要求不好的業務一般在主循環中處理；
所以斷電檢測以及將RAM數據寫入EEPROM或者FLASH一般都在主程序中完成；
代碼中不能有while等死等待，比如軟件延時，死等ADC完成等硬件標志。
需要評估所有中斷執行的時間，主程序最長執行時間；
在發生斷電時，有可能需要耗費這些時間之后才執行輸入電壓檢測以及保存數據的程序；
對于STM32F103的處理器，擦除一頁(1kB)FLASH的時間最大為40ms；
寫1個word數據的時間最長時間為70us，保存50個word的數據的最長時間為3.5ms；
如果還需要同時備份一組數據的話，那50個word數據斷電記憶的總時間高達87ms；
顯然50ms的維持時間不滿足采用STM32F103處理器的內部FLASH的斷電記憶的要求。
即使不額外備份一組數據，要求考慮了總的中斷時間之后，主程序在在3ms之內輪詢一次，也是難以做到的。
如果采用外置的SPI FLASH，比如MX25L系列，其只支持以sector(4KB)為單位的擦除操作，所需要花費的時間最短為40ms， 最長為200ms，顯然無法在50ms的時間內完成斷電記憶；
如果采用EEPROM，比如AT24C系列，可以按頁寫入，即通過IIC通信發送一頁數據之后，再啟動寫入操作，這樣寫入的時間可以達到5ms左右；
容量為8KB的AT24C64一頁的大小為32Byte，即寫入32個Byte，考慮400kbps波特率的通信時間，總耗費約6ms，寫入100個字節的數據，大概耗時約18ms，即使再備份一組數據，也能在36ms內完成，從而輪詢一次主程序的最大時間為14ms，這是努力一把可以做得到的；
有人可能會問，為什么需要在檢測到斷電之后才將數據存入非易失存儲器；
如果不計成本，用鐵電存儲器當作非易失存儲器，那就可以不受限制隨時寫入了；
FLASH的擦寫壽命一般為10萬次；
EEPROM的擦寫壽命一般為100萬次；
可以通過在軟件算法在不同扇區之間做讀寫平衡以延長擦寫壽命。
但是，對于一些變化快的數據，依然很達到使用的壽命要求；
一些外部輸入的高速計數，比如生產線上的生產計件，假設一秒內有1次計數，如果數據變化就寫入非易失存儲器，則1秒內大概會擦寫1次；大概2天擦寫次數就會達到16萬次。
綜合以上信息，
采用STM32F103處理器的內部FLASH，通過檢測電源電壓進行斷電記憶需要滿足至少100ms左右的瞬間要求；
采用外部SPI FLASH，很難通過檢測電源電壓進行斷電記憶；
采用大容量的EEPROM，滿足50ms的電源瞬斷要求，可能可以做到斷電記憶。
如果成本沒有壓力，可以采用鐵電存儲器做斷電記快功能，鐵電存儲器沒有寫入次數的限制，不需要檢測斷電，可以存儲寫入，而且寫入的速度非常快，不需要考慮寫入時間；
電源電壓檢測電路的分析
一個檢測的電源電壓檢測電路
上圖是一個簡單的電源電壓檢測電路，將電源電壓通過電阻分壓之后接到MCU的ADC口。
二極管D1除了電源防反接保護之后，還可以避免電容C1上的電壓反灌到輸入電源檢測電路，使得斷電之后，可以立即被檢測到；
有幾個問題需要考慮：
1)檢測電路的工作電流，以智能灌溉的閥門控制器為例，該設備由9V堿性電池供電，實測大概為400mAh的容量；
單片機睡眠功耗大概可以做到10uA；
根據設定的定時澆灌邏輯，利用RTC的Alarm功能每天定時喚醒，驅動閥門打開澆水，
驅動電流大概為500mA，驅動時間大概為1s，執行一次消耗電量為0.14mAh，一天執行三次總耗電為0.42mAh；
而設備待機一天消耗的電量約為0.24mAh；
一天總耗電為0.66mAh，400mAh的電池可使用606天；
而該電源電壓檢測電路的平均工作電流約為64uA，一天消耗的電量為1.54mAh，遠大于單片機睡眠功耗，加上該電流，電池僅可使用180天左右；
雖然增加R2的阻值可以減少檢測電路的電流，然而，阻值大的電阻精度差，而且PCB板的表面絕緣電阻也會對測量精度造成影響。
2)MCU的端口保護，在這一電路中，MCU的端口通過分壓電阻R2裸露到了外部；
當有靜電放電、電磁干擾、閃電、接地不良、感性負載切換等情況發生時，可能有浪涌電壓或者浪涌電流從外部串入MCU；
浪涌電壓時間很短,一般在幾十微秒,幅度可以達到數千伏；
正電壓可以在D1導通之后由C1、C2吸收，但是由于D1導通需要響應時間以及走線的寄生電感的影響，不可避免會有高壓脈沖串入IO口；
電源的電壓越高，R3兩端的分壓值也越大，當該分壓值超過MCU的工作電壓與MCU端口的上拉保護二極管的正向導通電壓之和，
則電流通過上拉保護二極管流向MCU的供電電源；
假設電源電壓為Vin，MCU的工作電壓為V+3.3V，MCU內部上，下拉保護二極管的導通電壓為Vf，流過MCU內部二極管為Iin，則滿足下面關系式：
當
時 ,
根據MCU的規格書，流過保護二極管的電流超過10mA就可能損壞IO口，
對應的輸入電壓為：
同理，當負電壓低于1008V時，可能損壞IO口；
針對這些情況，靠近MCU IO口放置的小電容可以起到至關重要的保護作用；
浪涌電壓或者靜電的特點是時間非常短，最多僅為幾十us；
電容兩端的電壓不能突變，輸入電壓通過R2,R3向電容充電，時間常數τ為，
電容兩端的電壓為：
應該保證在高壓脈沖持續時間內，電容兩端的電壓不能被充至讓MCU的內部保護二極管導通；
考慮持續時間20us，幅度為2000V的電壓，需要滿足：
問題在于，
需要通過雙極性TVS或者壓敏電阻對浪涌電壓進行鉗位。
電源電壓檢測電路的改進
可以采用三極管對檢測電路的通斷進行控制，如下圖：
開關控制的電源電壓檢測電路
MCU的IO口輸出高、低電平通過Q1以及Q2控制電源電壓檢測電路的通路；
只有在需要檢測時，才輸出高電平，使能Q1、Q2導通，電源電壓經過R2,R6分壓之后送入ADC口進行檢測，如果由電池供電，這時才會消耗電池電量。
還有一種更簡單的電路，可以達到一樣的效果；
優化的電源電壓檢測電路
與上一個電路相比，少了一個PNP三極管以及兩個電路，可以節省大幾毛錢，螞蟻腳也是肉，摘下口罩之后，大形勢不明朗，能省一點是一點。
該電路設計要點在于選擇合適的基極、集電結、發射結的電阻，使得三極管Q1處于飽和導通狀態；
假設三極管仍然處于放大狀態，
電源電壓為Vin，MCU端口輸出高電平為VO；
B極電流為IB，C極電流為IC，BE極的壓降為VF；
電阻R1兩端的電壓為VE，三極管CE兩端的電壓為VCE，
三極管C極的電流放大倍數為β，則有以下關系式成立：
（1）
（2）
（3）
（4）
（5）
由1，4可以得到，
進一步得到：
當VCE<0時，Q1不再處于放大狀態，而進入飽和導通狀態，
如果取VO=3.3V，VF=0.7V， R1=10KΩ，R2=100KΩ時，則有Q1處于飽和導通狀態的條件為：
?(kΩ）
取電流放大倍數β的最小值為50，Vin的最大值為20V，則右式的最小值為219kΩ；
所以R4只需要小于219kΩ即可以讓Q1處于飽和導通狀態；
