目前，在工業電源和汽車電子系統等應用中，設計使用SiC的反激輔助電源，給系統的芯片供電。在調試過程中，當次級輸出負載短路時，SiC非常容易發生損壞，柵極G和源極S之間短路，調整SiC的柵極驅動外圍參數，例如，增加柵極驅動的關斷電阻值、柵極與源極并聯電容，都沒有明顯的改善。
反激輔助電源的PWM控制器Vcc使用變壓器的輔助繞組供電，當變壓器的次級輸出負載短路時，輔助繞組的電壓降低到非常低的值，幾乎為0，Vcc電壓也從正常工作值下降，因為Vcc并聯電的電容很大，Vcc電壓下降時間非常慢， 如果Vcc高于PWM控制芯片Vcc的UVLO，那么PWM控制芯片仍然在工作，直到Vcc電壓低于UVLO值，PWM控制芯片才停止工作。
常用反激PWM控制器IC的Vcc的UVLO值通常為6.5-8.5V，如圖1所示。
(a) PWM控制器UCx84x
(b) PWM控制器1
(c) PWM控制器2
圖1? 反激PWM控制器VCC的UVLO電壓
次級輸出短路，初級SiC工作峰值電流非常大，SiC的驅動電壓在接近UVLO電壓值工作，VGS電壓比正常工作時的電壓低很多，這樣，SiC進入到線性區工作。當SiC在工作線性區時，驅動電壓VGS越低，工作的電流最大值越低，也就是導通電阻及對應損耗急劇增加，導致SiC局部單元的柵極氧化區在高電場強度、高溫的反復沖擊下發生損壞。
在SiC的數據表中，列出了VGS與ID關系，如圖2所示。當VGS=7V時，二顆1700V的SiC對應的最大工作電流非常小，分別為0.05A、0.2A。盡管器件1標稱的導通電阻小于器件2，但是，VGS=7V，器件1的飽和電流遠低于器件2，因此，在次級輸出短路時，器件1更容易發生損壞。
(a) 器件1，1700V/1Ω
(b) 器件2：1700V/1.2Ω
圖2? SiC的VGS與ID關系
SiC源極串聯的電流取樣電阻RS在高峰值電流工作下，電流取樣電阻的電壓值VS變大，SiC工作的實際驅動電壓VGS會進一步降低，反激變換器的變壓器發生飽和以及電流檢測電路的RC濾波器時間常數大，都會進一步加劇SiC線性區工作的惡劣條件，導致損壞的發生。
為了解決這個問題，必須選用專用的UVLO高的反激PWM控制器，如BD768X的UVLO 最小值為13V，UCC28C56、57、58、59系列的UVLO值為12.5V，14.5V，15.5V，可以針對不同特性的SiC進行選擇。其它的UCCx8C5x系列的UVLO值為6.6-9V，BD7679的UVLO為6.5V，以及普通的UCCx84x，就不適合基于SiC的反激輔助電源使用。
(a) BD768X(2/3/4/5)的UVLO
(b) UCCx8C5x系列的UVLO
圖3? 高UVLO值的PWM控制器
使用UCC28C56L，工作頻率40kHz，Vin=800V，次級輸出短路時的波形，如圖4所示，此時，SiC能正常工作，不發生損壞。
圖4? 次級輸出短路時的波形
那么，為什么同樣應用，功率MOSFET管在次級輸出短路時，不容易發生損壞？因為，對應于同樣的導通電阻，功率MOSFET管在VGS=7V，飽和電流ID遠遠大于SiC器件，如圖5所示。
(a) 器件1，700V/0.9Ω
(b) 器件2，700V/0.95Ω
(c) 器件3，700V/1Ω
圖5? 功率MOSFET管VGS與ID關系
圖6? 功率MOSFET管次級短路波形
在正常關機過程中，初級峰值電流小，SiC不會進入線性區或線性區工作時間非常短，就不容易發生損壞。
