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由于無刷電機具有高扭矩、長壽命、低噪聲等優點，已經在各領域中得到了廣泛應用。其內部電子繞組可看作一個電感線圈。如圖1所示內部結構及電流波形，通過不斷改變定子繞組中的電流方向，從而改變電磁鐵的磁性，使得電機連續旋轉。因此需要設計一個驅動電路，改變定子繞組中的電流方向才能使得轉子旋轉，常用驅動電路為三相全橋逆變電路。
圖1 電機內部定子繞組結構及電流波形
三相全橋逆變電路
無刷電機驅動三相全橋逆變電路以及工作時序如圖2所示，無刷電機中有3個繞組，分別為U、V、W相繞組。每個繞組中電流有2個方向，所以三相電機中電流的方向有3*2=6個，通過控制三相橋電路中3個繞組中的電流方向，使其按照一定的規律改變方向，來實現三相電機的連續運轉。通過控制PWM信號的不同占空比，實現輸出電壓的變化來控制電機的轉速。
圖2 三相全橋逆變電路及工作時序
如圖3所示，在Q1、Q2導通時序內， Q1保持恒通，Q2使用PWM斬波（也可以讓Q2保持恒通，Q1使用PWM斬波，但該方式高邊PWM驅動較難實現），如PWM的占空比為50%，則加在電機繞組兩端的平均電壓就是Vcc*50%。
圖3 Q1 Q2導通時序電路流
當Q1導通，Q2截止的時候，由于繞組電感特性，電流要保持方向和大小不變，此時繞組相當于電流源，電流從源的正端W端出發，經過Q5體二極管D5續流，回到源的負端U端，如圖4所示。AB兩點間的電壓被D5鉗位在0.7V。此時MOS管的功耗稱為續流損耗，續流損耗計算式為P=0.7V*Id。
圖4 Q1 Q2導通時序電路流
熱損耗分析
以第一步導通相序Q1 Q2為例，總時間從t1到t4這段時間（單個時序工作60°），如圖5所示。t1到t4時間內，Q1只有導通損耗（忽略一次開通損耗和一次關斷損耗） ，Q2有開關斷損耗、導通損耗。Q5寄生二極管D5有續流損耗。
圖5 第一步導通時序損耗組成
以某電動自行車為例，Vcc供電電壓48V， 回路中的電流Id是10A，占空比為50%，開關頻率為20kHz。假設MOS管的導通電阻Rdson=10mΩ，t1到t4相序內，Q1只有導通損耗：
Q2的損耗包括開通損耗、導通損耗、關斷損耗，先看一個PWM周期內的損耗，當PWM為高電平時，Q1和Q2同時導通，假設PWM的占空比是50%， PWM的周期為T， ?那么在t1到t2時間段內，Q2的導通損耗：
假設
100ns ，Q2的開關損耗：
二極管的壓降0.7V，D5的續流損耗：
在第一步導通相序內，續流損耗大于開關損耗， Q5最熱，Q2次之，Q1溫度最低。如在其他小功率應用中，回路中的電流流過1A時，則寄生二極管續流損耗0.35W，Q2最熱，D5次之，Q1溫度最低。
基于以上小功率與中等功率對比，存在一個規律：小電流時，誰斬波誰熱；大電流時，誰續流誰熱。
續流方式對比
在t2到t3時間段內，Q1導通，Q2關斷，Q5關斷。此時電流從Q5的體二極管流過，電感兩端的電壓被鉗位在0.7V，所以，0.7V=L*di/dt，di/dt=0.7V/L。此時di/dt很小，也就是電流的變化速度很小。這說明在t2到t3時間段內，電感的續流電流下降很緩慢，稱為慢續流，也叫高端續流。對于電機來說，電機繞組上有電流，電機才能輸出力矩，因為慢續流時Id電流下降的速度很慢，所以電流下降到0的時間也很長，這就保證了在續流期間，電機繞組上仍然是有電流的，也就是電機在續流期間仍然可以輸出力矩。但是，有的時候并不希望電機繞組在續流器件仍然有很大的電流，如主流新能源汽車都帶有能量回收功能，也就是在剎車的時候，需要電機繞組上的電流在很短的時間內降為0，這個時候就需要快續流了，讓電流的變化速度快，電流能夠在短時間內變成0，能量回饋至輸入電源端。
電感續流如圖6所示，將Q1與Q2都截止，此時電流會通過Q5和Q4的體二極管續流，并且電流是通過輸入電源形成回路的，此時對輸入電源進行充電，因為W端出來，經過Q5的體二極管D5，有一個0.7V的壓降，然后連接輸入電源，所以W端是E+0.7V。GND經過的Q4的體二極管D4有一個0.7V的壓降，之后連接到了電感的負端(U端)，那電感的U端就是-0.7V，電感的感應電動勢E+0.7V。根據公式：U/L=di/dt，慢續流時0.7V，快續流時E+0.7V。di/dt的結果比慢續流時大很多，此時電流變化的速度很快。?
圖6 快續流電路圖
聲明：
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