模擬芯視界 | 如何限制 PFC 再浪涌電流

近期發布的模塊化硬件系統 - 通用冗余電源 (M-CRPS) 規格要求，當數據中心使用的電源發生輸入欠壓或斷電事件后恢復輸入電壓時，需要限制再浪涌電流（與眾所周知的浪涌電流不同）。以前，這種再浪涌電流沒有明確規格，也沒有針對這一事件的特殊控制措施。本文將介紹一種低成本、簡單且非常有效的方法來滿足 M-CRPS 要求。

對于功率大于 75W 的前端電源 (PSU)，需要進行功率因數校正 (PFC)。PFC 強制輸入電流跟隨輸入電壓，以使電子負載顯示為電阻。PFC 通常有較大的輸出電容器。啟動前，PFC 輸出電容器已完全放電。由于 PFC 結構在 V_AC > V_OUT 時提供電流路徑，因此施加交流電壓將生成巨大的電流，因為輸入電壓基本上直接施加到 PFC 輸出電容器上。此電流稱為浪涌電流。

在 PFC 輸入側放置一個具有正溫度系數的熱敏電阻 (R_T) 和一個機械繼電器將限制浪涌電流，如圖 1 中所示。在 PFC 上電期間，該繼電器關閉。浪涌電流通過 R_T 限制為一個較低的值，PFC 輸出大容量電容器 (C_BULK) 將逐漸充電。輸出電壓 (V_OUT) 充電至等于交流電壓 (V_AC) 的峰值后，浪涌電流就會降至 0。然后，繼電器將打開，并旁路 R_T，以減少正常運行期間的功率損耗。

圖 1：使用 R_T 和繼電器限制 PFC 浪涌電流

再浪涌電流有所不同；它在 PFC 正常運行期間發生。如圖 2 中所示，當 PFC 正常運行時，交流輸入電壓突然下降。由于仍然施加負載，PFC V_OUT 可能會降至較低的值。然后，當交流電壓恢復時，如果交流輸入電壓高于 V_OUT，將再次出現浪涌電流。此電流稱為再浪涌電流。

圖 2：M-CRPS 再浪涌電流限制和時序

在此之前，它完全依賴于功率級元件處理再浪涌電流的能力。測試結果表明，再浪涌電流可能會躍升至比 PFC 額定最大輸入電流高 10 倍以上。如此高的再浪涌電流會損壞電源或縮短其使用壽命，這就是 M-CRPS 規格限制交流電壓恢復后再浪涌電流量的原因。在半個輸入頻率周期內，再浪涌電流的均方根值應小于 PSU 最大額定電流的五倍 (5 × I_rated,RMS)，而在一個輸入頻率周期內應小于 3.5 × I_rated,RMS。此外，在施加交流輸入后，輸入電流應在兩個輸入頻率周期內穩定至 ≤2 × I_rated,RMS 的值。

當考慮在此期間 PFC 脈寬調制 (PWM) 的運行情況時，問題變得更加復雜。如果 PFC 控制不當，當交流電壓恢復時，可能會出現不合適的 PWM 占空比，從而導致可能超過 M-CRPS 規格的另一個大輸入電流峰值。

另一方面，當交流電壓恢復時，PFC 需要提供足夠的電流，以盡快將 PFC 輸出電壓提升至其穩壓電平；否則，V_OUT 將由于負載較重而持續下降，最終觸發直流/直流轉換器的輸入欠壓鎖定電平。在交流電壓恢復后，為 PFC 輸出電容器充電將需要較大的輸入電流，該電流在 V_IN > V_OUT 時來自再浪涌，或在 V_IN < V_OUT 時來自 PFC 控制環路。

本文提供了一種處理此再浪涌電流的解決方案，能在交流電壓下降后恢復時很好地控制再浪涌電流 (V_IN > V_OUT 時) 和非再浪涌電流 (V_IN < V_OUT 時)，使其足夠高以快速提升 V_OUT，但不超過 M-CRPS 限制規格。

圖 3 展示了建議的低成本再浪涌電流控制方法。與圖 1 相比，有兩個不同之處。首先，R_T 已從交流側移至直流側。其次，金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET) Q₅ 取代了傳統的機械繼電器。選擇固態繼電器是因為需要快速開啟和關閉繼電器，而機械繼電器速度太慢，無法滿足這一需求。另外，由于 MOSFET 無法切斷交流電壓，因此其位于直流側。浪涌電流限制的工作原理與傳統方法相同。第一次向 PSU 施加輸入電壓時，R_T 將限制浪涌電流。浪涌電流通過后，Q₅ 開啟且 R_T 被旁路。

圖 3：建議的再浪涌電流限制硬件結構

圖 4 展示了建議的再浪涌電流控制方法。V_AC 是 PFC 輸入電壓，V_OUT 是 PFC 輸出電壓，I_AC 是輸入電流。Q₁ 和 Q₂ 是高頻開關，在每個交流半周期中交替用作 PFC 升壓開關或同步開關。在 PFC 滿負荷運行時，交流線路電壓會下降 10ms，然后恢復到其峰值。這是交流電壓下降最糟糕的情況。

圖 4：建議的交流電壓下降和再浪涌電流限制控制算法

以下是建議的再浪涌電流控制方法：

• 在 t₀ 時：檢測到交流電壓下降時，Q₁ 和 Q₂ 關閉。您還必須同時關閉 PFC 電壓和電流環路，因為如果電壓環路和電流環路持續運行，其積分器將累積。當交流電壓恢復且 PFC 開啟時，將出現較大的 PWM 占空比，從而導致較大的電流峰值，可能會損壞電源。

• 電流環路關閉后，將其復位為 0 并清除其積分器歷史記錄。如果不清除積分器，當交流電壓恢復且 PFC 開啟時，PFC 將在交流電壓下降前以相同的 PWM 占空比開啟，而該占空比可能不合適。例如，如果在過零時發生交流電壓下降，則 PWM 占空比幾乎為 100%。如果交流電壓恢復交流峰值而未清除電流環路積分器，則交流峰值時發生的占空比幾乎為 100%，并將生成一個較大的電流峰值，這可能會損壞電源。對于電壓環路，關閉后應將其凍結以保持其內部值。電壓環路輸出代表負載并用于生成電流環路基準；因此，您需要保持其值，以使負載在交流電壓下降期間不會發生變化。

• 在 t₁ 時：交流電壓恢復。由于 V_AC > V_OUT，生成的再浪涌電流將為大容量電容器充電。Q₁ 和 Q₂ 保持關閉。

• 在 t₂ 時：再浪涌電流超出可編程閾值并觸發繼電器 Q₅ 關閉事件。當 Q₅ 關閉時，再浪涌電流隨即受 R_T 限制，其幅度迅速下降。繼電器 Q₅ 僅關閉極短的時間 (例如 10μs)，然后再次開啟。Q₅ 開啟后，再浪涌電流會再次上升，直至超出閾值。此過程不斷重復，直到再浪涌電流不再超出限值。圖 5 顯示了此進程的流程圖。

• 在 t₃ 時：V_AC < V_OUT。現在，是時候開啟 PFC 了。將電壓環路基準設置為等于 t₃ 時的瞬時 V_OUT，然后開啟電壓環路。之后，逐漸增加電壓環路基準，直到其達到正常設定值。對于電流環路，首先計算占空比 D = (V_OUT – V_AC)/V_OUT 并將其注入電流環路，以在電流環路開啟時使電流環路輸出從計算出的 D 開始。然后，開啟電流環路。最后，開啟 Q₁ 和 Q₂ 使 PFC 正常運行。

圖 5：建議的繼電器開關控制算法流程圖

   此過程不斷重復，直到 V_OUT 超過 V_AC。

在一臺 3.6kW 圖騰柱無橋 PFC 上測試建議的方法。圖 6 顯示，當交流電壓下降時，其在 10ms 內恢復峰值。通道 1（藍色）是 PFC 輸入電流波形 (I_IN)，通道 2（青綠色）是繼電器開關控制信號。圖 7 是繼電器開啟和關閉時的放大圖。在交流電壓下降期間，繼電器 Q₅ 保持開啟。C_BULK 持續將存儲的能量輸送給負載，且 V_OUT 下降。交流電壓恢復后，由于繼電器處于開啟狀態且 V_AC > V_OUT，因此再浪涌電流迅速上升。再浪涌電流達到預定義的電流限制閾值（本例中為 40A）后，繼電器就會關閉，并且由于 R_T. 的原因，再浪涌電流會降到非常低的值。繼電器僅保持關閉 10μs，然后將再次開啟。再浪涌電流將再次上升。整個過程可以將再浪涌電流限制在 M-CRPS 規格范圍內，同時仍提供大量電流快速為 C_BULK 充電。該波形還表明，非再浪涌電流（其中 V_AC < V_OUT）控制良好，沒有較大的電流峰值。

圖 6：交流電壓下降后恢復時的再浪涌電流控制

圖 7 顯示以有限斜率上升的第二次再浪涌電流，發生這種情況是因為 PFC 輸入阻抗（包括電磁干擾濾波器阻抗和印刷電路板布線阻抗）限制了電流上升的斜率。在本例中，第二次再浪涌電流的幅度未超過 40A 的閾值；因此，繼電器僅關閉一次。如果第二次再浪涌電流也超過閾值，繼電器將再次關閉。

圖 7：繼電器開啟和關閉瞬間圖 6 的放大圖

數據中心使用的電源要求交流電壓從斷電狀態恢復時的再浪涌電流不得超過 M-CRPS 規格中規定的限值。通過用固態繼電器替代傳統的機械繼電器，并在再浪涌電流超過可編程閾值時快速關閉/打開繼電器，可以很好地控制再浪涌電流，使其不超過 M-CRPS 限制規格，但又足以快速提升 V_OUT。此外，這種基于固件的方法利用了現有的 R_T，產生了一種低成本且非常有效的再浪涌電流控制解決方案。