很久以前我仿制過一個LC諧振法測量電容和電感的小儀器，它的振蕩核心元件是LM311電壓比較器，振蕩頻率不會很高。后來我計劃設計一個分立元件富蘭克林振蕩器的版本，但終究沒有實施。教科書上的LC振蕩電路一般都會介紹電感三點式(哈特萊振蕩器)和電容三點式(科爾皮茨振蕩器)作為入門，前者需要抽頭的線圈，后者不需要。于是我要新做一個多用途的LC振蕩器，打算就采用科爾皮茨電路。
我并非是要重做電容電感表，那是掃頻儀器的專長。這個振蕩器的主要目標是在盡可能寬的頻率范圍內都能穩定振蕩，支持Q值不同電感，并減少諧波的產生。為了方便替換電感，我用了RCA插頭插座，這個連接方式來自下陷表的設計范例。
教科書上的電容三點式振蕩器，核心用一個晶體管就實現了。其交流等效形式是下圖：
當C1, C2, L1串聯諧振時，諧振電流在環路中流動。若以三極管的發射極為參考，則電感兩端的諧振電壓是相位差180度的關系，因此結合三極管的共發射極放大電路，諧振頻率下有正反饋。
再加上必要的偏置電路、隔直電容等，實際的振蕩器可以是這樣的：
仿真這個電路，看到振蕩時C1和C2兩端的電壓分別是這樣：
但仔細看，晶體管已經工作在嚴重非線性的狀態了。下圖綠線是發射極電流Ie，藍線是基極－發射極電壓Vbe.
造成晶體管電流出現尖峰的主要原因是Vbe正向峰值太高了，管子飽和（負向峰值則使管子處于截止狀態）。還有一個現象是諧振電壓導致的基極-集電極出現了正向偏置，使管子處于電流從發射極到集電極反向流動的狀態。雖然電路的功能是振蕩，這樣用是允許的，自然地限幅了而且能夠輸出最大的幅度，但諧波成分高。
我希望實現讓晶體管處于放大區的振蕩，就必須控制正反饋的量，要產生接近完美的波形，得讓電路處于臨界振蕩的狀態。這就很用固定的工作點實現了，畢竟我還要求適應不同的電感電容搭配。終究電路振蕩電路需要采用自動增益控制(AGC)的策略來穩定振幅。
用三極管做振蕩的主放大，在管子始終處于放大區的條件下，控制它的增益的辦法可以是控制發射極電流。因為管子的跨導正比于集電極電流，負載不變的條件下下改變電流就改變了電壓放大增益。不過電流改變，在驅動基極的信號源看到的阻抗也改變，導致會抵消部分增益變化量。
控制發射極電流的方式，可以用固定發射極電阻，改變基極直流電位的方法，但這樣調整范圍還不是很大。我最終的方式是在發射極接一個壓控電流源——用一只JFET充當.
仿真看到（下圖），調整NPN管的靜態電流，使得集電極輸出（紅線）振幅不要太時，電壓波形就比較好了。此外，綠線是基極電壓，藍線是發射極電流。從發射極電流看來管子仍然還在非線性狀態，出現了截止。原因是輸入電壓振幅過大了。
繼續減小電流，使振蕩幅度減弱，管子脫離了截止。
但是增益也不能無限制降低，一旦不足以維持正反饋的量，就不能起振了。
在科爾皮茨振蕩器基本結構下，基極電壓和發射極電壓幅度之比是電容分壓的比例。這不像哈特萊電路那樣用線圈的匝數比直觀，原理倒是相似的。為了減小晶體管輸入信號的振幅，可以讓電容的容值比取得更大。但是這樣也意味著共發射極放大的增益要更大，這又很矛盾。
關鍵一點：需要提高單級放大的電壓增益。于是我嘗試了共射-共基電路（Cascode），并在LC振蕩回路和NPN管之間加入了JFET構成的電壓緩沖級。
從仿真看來是可以提升電壓增益的，能適應電感Q值的范圍也擴大了。于是實際的電路我就按照這個思路去設計。
Q3是主放大管，Q1作為Cascode管消除其米勒效應；Q2為Q3提供緩沖，減少Q3低輸入阻抗帶來的損失。電路是實驗版本，我留出一些想到的可臨時調整的測試焊盤。
制作的一開始，Cascode管和緩沖級都不加，JFET Q5的柵極接到一個電位器上，用來調整放大管的靜態電流。諧振電路的兩個串聯電容分別是1nF, 4.7nF; 電感是工字形的，可能是82uH標稱值。電源是兩只鐵鋰電池串聯，大約6.5V. 調整電位器那里額外用了一只鐵鋰電池，因為需要負電壓。
沒有接負電壓的時候，電路順利起振了，振幅太大，峰峰值超過了20V:
接上另一個電池開始調整，給JFET柵極負電壓，振蕩幅度收窄
調整到峰峰值8V左右的時候，波形失真仍然明顯，主要在負半周。
測量電感另一端（經電容和基極耦合）的電壓波形就比較好：
經過耦合電容，在晶體管基極測量到的波形幅度就衰減了（因為輸入阻抗的關系），且略帶有失真。
1.2V的峰峰值對于沒有發射極反饋電阻的共射電路而言，必然已導致截止了。
但是再繼續減小電流的時候，振蕩就不穩定了，出現間歇振蕩的狀態。我在電路仿真的時候也見到過類似的情形。
振蕩開始的時候，振幅快速增大，然后回落：
但是振幅不能保持，最后又減弱到振蕩消失。
我自己觀察分析，認為振蕩削弱的原因是三極管基極輸入電壓幅度大到一定程度，產生整流效應，基極電流直接向發射極的旁路電容(0.1uF)充電，使發射極電壓快速抬高，管子增益降低，振蕩減弱至停止。直到旁路電容上的電壓降低后再開始一個循環。
于是我調整了LC回路的電容，在4.7nF電容上再并聯了一只10nF，減小放大級的輸入幅度。
當調整到集電極波形振幅8Vp-p的時候，波形明顯比之前的改善了。
分壓比改變，因此電感另一端的電壓峰峰值不再那么高了：
耦合到晶體管基極上的交流電壓峰峰值290mV左右，已經改善許多。
再降低振蕩幅度，也能調到振幅不穩定的情況的出現，但是相對已經“穩”了不少。
接下來我加入一級2SK161擔任的緩沖，簡單偏置：源極沒有用恒流負載，直接用了一只330歐電阻，柵極偏壓0V. 從LC回路到柵極用10pF電容耦合。LC一端的電壓是636mVp-p
經過緩沖以后，2SK161源極電壓只有288mVp-p了，衰減掉了一半還多。
這個衰減是因為源極電阻負載330與源極輸出阻抗分壓造成的，看來得改，不然緩沖級嚴重影響增益。
耦合到基極，電壓下降到了78mVp-p. 受耦合電容的阻抗影響，從288下降到78的比例要大于用緩沖級之前從578降到288的比例，說明共射放大機的輸入阻抗下降了。我懷疑原因是環路的增益因為緩沖器插入的負增益導致放大級需要增大電流提高增益，所以輸入阻抗下降。緩沖級只是減少了放大器對LC諧振的影響，但現在對提高放大器增益的效果是適得其反。
最后把Cascode管子也接上，共射放大級的輸入阻抗提高了（以下三幅圖中黃線依次是電感端電壓、緩沖級輸出電壓、放大級輸入電壓），從緩沖級到放大級信號衰減幅度變化可以看出來。不過改大耦合電容就可以減少耦合帶來的衰減。
為了實現自動穩幅，要將電流控制的JFET柵極接到一個控制環路上。首先需要一個二極管檢波器檢測出LC振蕩的幅度。因為振蕩電壓相較于二極管的正向壓降是高很多的，檢幅不難，但要在不增加放大級的前提下減少檢波電路抽取的振蕩能量，就需要斟酌了。我目前沒有很好的方案，只是試驗性地用了一個收音機里的倍壓檢波電路，輸入預留串聯電容電阻的位置。
檢波器輸出接一個運放構成的DC伺服電路（積分器），運放驅動電流壓控電流源調節放大器增益，使檢波輸出與設定電壓（電位器調節）達到平衡。
上圖這電路中運放使用正負電源，因為輸出電壓需要是負的。如果運放用單電源，就只用一個負電源，則需要將檢波器的輸出改成負電壓，但是調整方向就反過來了，于是運放輸出還得反相。
這樣就改成下面這一個使用雙運放的版本了：
后面的運放將信號取反（關于電壓中心值），輸出仍然是在負電源軌范圍內（運放正電源端是接地）。
AGC部分的環路帶寬我還沒有進行調整（隨意取了RC的值），對同一個值的電感，直接測試就觀察到穩幅成功了。當我用金屬物體貼近電感時，如果原先沒有AGC的電路，示波器觀測到的振蕩電壓幅度會變小甚至振蕩停止。有了AGC之后振蕩幅度仍能保持穩定，只是頻率有小的變化。效果見下面的視頻。
但是現在檢波電路存在一個嚴重的問題，是頻率升高，檢波輸出幅度就降低。在下面的視頻中可以看到頻率升高之后穩幅在稍大一點的幅度了。我懷疑是檢波用的二極管1N4148面對比較大的信號阻抗時，高頻檢波效率下降。我后面再試試其它型號的二極管。
視頻１：手動調節放大器增益的時候。
視頻２：AGC自動穩定振蕩幅度。
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