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由于射頻(RF)電路為分布參數電路，在電路的實際工作中容易產生趨膚效應和耦合效應，所以在實際的PCB設計中，會發現電路中的干擾輻射難以控制。
如：數字電路和模擬電路之間相互干擾、供電電源的噪聲干擾、地線不合理帶來的干擾等問題。
正因為如此，如何在PCB的設計過程中，權衡利弊尋求一個合適的折中點，盡可能地減少這些干擾，甚至能夠避免部分電路的干涉，是射頻電路PCB設計成敗的關鍵。
文中從PCB的LAYOUT角度，提供了一些處理的技巧，對提高射頻電路的抗干擾能力有較大的用處。
元器件位置布局的關鍵是固定位于RF路徑上的元器件，通過調整其方向，使RF路徑的長度最小，并使輸入遠離輸出，盡可能遠地分離高功率電路和低功率電路，敏感的模擬信號遠離高速數字信號和RF信號。RF主信號的元器件盡可能采用一字形布局，如圖1所示。但是由于PCB板和腔體空間的限制，很多時候不能布成一字形，這時候可采用L形，最好不要采用U字形布局(如圖2所示)，有時候實在避免不了的情況下，盡可能拉大輸入和輸出之間的距離，至少1.5cm以上。另外在采用L形或U字形布局時，轉折點最好不要剛進入接口就轉，如圖3左所示，而是在稍微有段直線以后再轉，如圖3右圖所示。相同的模塊盡可能做成相同的布局或對稱的布局，如圖4、圖5所示。偏置電路的饋電電感與RF通道垂直放置，如圖6所示，主要是為了避免感性器件之間的互感。為合理的利用空間，可以將器件45度方向布局，使射頻線盡可能短，如圖7所示。布線的總體要求是：RF信號走線短且直，減少線的突變，少打過孔，不與其它信號線相交，RF信號線周邊盡量多加地過孔。在射頻線寬比IC器件管腳的寬度大比較多的情況下，接觸芯片的線寬采用漸變方式，如圖8所示。射頻線不能直的情況下，作圓弧線處理，這樣可以減少RF信號對外的輻射和相互問的耦合。有實驗證明，傳輸線的拐角采用變曲的直角，能最大限度的降低回損。如圖9所示。地線盡可能粗。在有條件的情況下，PCB的每一層都盡可能的鋪地，并使地連到主地上，多打地過孔，盡量降低地線阻抗。RF電路的電源盡量不要采用平面分割，整塊的電源平面不但增加了電源平面對RF信號的輻射，而且也容易被RF信號的干擾。所以電源線或平面一般采用長條形狀，根據電流的大小進行處理，在滿足電流能力的前提下盡可能粗，但是又不能無限制的增寬。在處理電源線的時候，一定要避免形成環路。電源線和地線的方向要與RF信號的方向保持平行但不能重疊，在有交叉的地方最好采用垂直十字交叉的方式。RF信號與IF信號走線十字交叉，并盡可能在他們之間隔一塊地。RF信號與其他信號走線交叉時，盡量在它們之間沿著RF走線布置一層與主地相連的地。如果不可能，一定要保證它們是十字交叉的。這里的其他信號走線也包括電源線。對射頻信號、干擾源、敏感信號及其他重要信號進行包地處理，這樣既可以提高該信號的抗干擾能力，也可以減少該信號對其他信號的干擾。如圖10所示。銅箔處理要求圓滑平整，不允許有長線或尖角，若不能避免，則在尖角、細長銅箔或銅箔的邊緣處補幾個地過孔。射頻線離相鄰地平面邊緣至少要有3W的寬度，且3W范圍內不得有非接地過孔。同層的射頻線要作包地處理，并在地銅皮上加地過孔，孔間距應小于信號頻率所對應波長(λ)的1／20，均勻排列整齊。包地銅皮邊緣離射頻線2W的寬度或3H的高度，H表示相鄰介質層的總厚度。對整個RF電路，應把不同模塊的射頻單元用腔體隔離，特別是敏感電路和強烈輻射源之間，在大功率的多級放大器中，也應保證級與級之間的隔離。整個電路支流放置好后，就是對屏蔽腔的處理，屏蔽腔體的處理有以下注意事項：整個屏蔽腔體盡量做成規則形狀，便于鑄模。對于每一個屏蔽腔盡量做成長方形，避免正方形的屏蔽腔。屏蔽腔的轉角采用弧形，屏蔽金屬腔體一般采用鑄造成型，弧形的拐角便于鑄造成型時候拔模。如圖12所示。屏蔽腔體的周邊是密封的，接口的線引入腔體一般采用帶狀線或微帶線，而腔體內部不同模塊采用微帶線，不同腔體相連處采用開槽處理，開槽的寬度為3mm，微帶線走在正中間。腔體的拐角放置3mm的金屬化孔，用來固定屏蔽殼，在每支長的腔體上也要均勻放置同等的金屬化孔，用來加固支撐作用。腔體一般做開窗處理，便于焊接屏蔽殼，腔體上一般厚2 mm以上，腔體上加2排開窗過孔屏，過孔相互錯開，同一排過孔之間間距150MIL。射頻電路PCB設計成敗的關鍵在于如何減少電路輻射，從而提高抗干擾能力，但是在實際的布局與布線中一些問題的處理是相沖突的，因此如何尋求一個折中點，使整個射頻電路的綜合性能達到最優，是設計者必須要考慮的問題。所有這些都要求設計者具有一定的實踐經驗和工程設計能力，但是要具備這些能力，每一個設計者都不可能一蹴而就的，只有從其他人那里借鑒經驗，加上自己的不停摸索和思考，才能不斷進步。文章總結了工作中的一些設計經驗，有利于提高射頻電路PCB的抗干擾能力，幫助射頻電路設計初學者少走不必要的彎路。本文從射頻界面、小的期望信號、大的干擾信號、相鄰頻道的干擾四個方面解讀射頻電路四大基礎特性，并給出了在PCB設計過程中需要特別注意的重要因素。無線發射器和接收器在概念上，可分為基頻與射頻兩個部份。基頻包含發射器的輸入信號之頻率范圍，也包含接收器的輸出信號之頻率范圍。基頻的頻寬決定了數據在系統中可流動的基本速率。
基頻是用來改善數據流的可靠度，并在特定的數據傳輸率之下，減少發射器施加在傳輸媒介（transmission medium）的負荷。因此，PCB設計基頻電路時，需要大量的信號處理工程知識。發射器的射頻電路能將已處理過的基頻信號轉換、升頻至指定的頻道中，并將此信號注入至傳輸媒體中。相反的，接收器的射頻電路能自傳輸媒體中取得信號，并轉換、降頻成基頻。發射器有兩個主要的PCB設計目標：第一是它們必須盡可能在消耗最少功率的情況下，發射特定的功率。第二是它們不能干擾相鄰頻道內的收發機之正常運作。就接收器而言，有三個主要的PCB設計目標：首先，它們必須準確地還原小信號；第二，它們必須能去除期望頻道以外的干擾信號；最后一點與發射器一樣，它們消耗的功率必須很小。接收器必須對小的信號很靈敏，即使有大的干擾信號（阻擋物）存在時。
這種情況出現在嘗試接收一個微弱或遠距的發射信號，而其附近有強大的發射器在相鄰頻道中廣播。干擾信號可能比期待信號大60~70 dB，且可以在接收器的輸入階段以大量覆蓋的方式，或使接收器在輸入階段產生過多的噪聲量，來阻斷正常信號的接收。如果接收器在輸入階段，被干擾源驅使進入非線性的區域，上述的那兩個問題就會發生。為避免這些問題，接收器的前端必須是非常線性的。因此，“線性”也是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。由于接收器是窄頻電路，所以非線性是以測量“交調失真（intermodulation distortion）”來統計的。這牽涉到利用兩個頻率相近，并位于中心頻帶內（in band）的正弦波或余弦波來驅動輸入信號，然后再測量其交互調變的乘積。大體而言，SPICE是一種耗時耗成本的仿真軟件，因為它必須執行許多次的循環運算以后，才能得到所需要的頻率分辨率，以了解失真的情形。接收器必須很靈敏地偵測到小的輸入信號。一般而言，接收器的輸入功率可以小到1 μV。
接收器的靈敏度被它的輸入電路所產生的噪聲所限制。因此，噪聲是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。而且，具備以仿真工具來預測噪聲的能力是不可或缺的。附圖一是一個典型的超外差（superheterodyne）接收器。接收到的信號先經過濾波，再以低噪聲放大器（LNA）將輸入信號放大。然后利用第一個本地振蕩器（LO）與此信號混合，以使此信號轉換成中頻（IF）。前端（front-end）電路的噪聲效能主要取決于LNA、混合器（mixer）和LO。雖然使用傳統的SPICE噪聲分析，可以尋找到LNA的噪聲，但對于混合器和LO而言，它卻是無用的，因為在這些區塊中的噪聲，會被很大的LO信號嚴重地影響。小的輸入信號要求接收器必須具有極大的放大功能，通常需要120 dB這么高的增益。在這么高的增益下，任何自輸出端耦合（couple）回到輸入端的信號都可能產生問題。使用超外差接收器架構的重要原因是，它可以將增益分布在數個頻率里，以減少耦合的機率。這也使得第一個LO的頻率與輸入信號的頻率不同，可以防止大的干擾信號“污染”到小的輸入信號。因為不同的理由，在一些無線通訊系統中，直接轉換（direct conversion）或內差（homodyne）架構可以取代超外差架構。在此架構中，射頻輸入信號是在單一步驟下直接轉換成基頻，因此，大部份的增益都在基頻中，而且LO與輸入信號的頻率相同。在這種情況下，必須了解少量耦合的影響力，并且必須建立起“雜散信號路徑（stray signal path）”的詳細模型，譬如：穿過基板（substrate）的耦合、封裝腳位與焊線（bondwire）之間的耦合、和穿過電源線的耦合。失真也在發射器中扮演著重要的角色。發射器在輸出電路所產生的非線性，可能使傳送信號的頻寬散布于相鄰的頻道中。這種現象稱為“頻譜的再成長（spectral regrowth）”。
在信號到達發射器的功率放大器（PA）之前，其頻寬被限制著；但在PA內的“交調失真”會導致頻寬再次增加。如果頻寬增加的太多，發射器將無法符合其相鄰頻道的功率要求。當傳送數字調變信號時，實際上，是無法用SPICE來預測頻譜的再成長。因為大約有1000個數字符號（symbol）的傳送作業必須被仿真，以求得代表性的頻譜，并且還需要結合高頻率的載波，這些將使SPICE的瞬態分析變得不切實際。聲明：本號對所有原創、轉載文章的陳述與觀點均保持中立，推送文章僅供讀者學習和交流。文章、圖片等版權歸原作者享有，如有侵權，聯系刪除。
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