在常規的調制中，通常使用正弦波或復指數信號作為載波，來傳遞基帶信號。而脈沖調制是使用矩形脈沖信號作為載波，來傳遞基帶信號。脈沖調制分為兩種類型：脈沖幅度調制PAM與脈沖編碼調制PCM。
脈沖幅度調制PAM是什么意思?
Pulse Amplitude Modulation(PAM脈沖幅度調制)是一種基礎脈沖調制方式。PAM信號常用來分析符號同步的問題，此時一般采用PAM信號的理想形式，進而分析理想信號與存在定時偏差的信號之間的關系。
實際可實現的PAM調制信號有兩種，一種叫做自然抽樣的脈沖振幅調制，另一種叫做平頂抽樣的脈沖調制。這兩種分類是以載波脈沖幅度變化方式來區分的。
利用連續時間的基帶時域信號去調制矩形脈沖載波信號的幅度，即矩形脈沖載波信號的幅度的變化來傳遞連續時間的基帶時域信號的幅度。
什么是四電平脈沖幅度調制PAM4信號？
400 千兆以太網（GE）標準確定把 4 級 PAM（PAM4）多級信令作為推薦的調制制式，用以實施串行 400GE 數據中心接口。這是對 100GE 中二態不歸零（NRZ）調制的一項創新。PAM4 有效地實現了兩倍的鏈路帶寬，顯著降低了信噪比（SNR）。您需要采用新的測量方案來表征在先前 NRZ設計中并不是問題的減損問題。我們可以幫助您確保精確和可復驗的測試結果，從而加速開發您的 PAM4接口器件和系統。
有線互聯網基礎設施包括核心網和數據中心（見圖 1）。核心網主要使用相干技術，該技術采用復雜的調制方案實現長距離通信，例如城市之間或海底通信。
圖 1 有線互聯網基礎設施
PAM4（4-Level Pulse Amplitude Modulation）即四電平脈沖幅度調制，PAM4信號技術是一種采用4個不同的信號電平來進行信號傳輸的調制技術。
作為下一代高速信號互連的熱門信號傳輸技術，PAM4信號比傳統NRZ（Non-Return-to-Zero）信號多了兩個電平：NRZ信號采用高、低兩種信號電平表示數字邏輯信號的1、0，每個周期可以傳輸1bit的邏輯信息；PAM4信號則采用4個不同的信號電平進行信號傳輸，即00、01、10、11，每個周期可以傳輸2bit的邏輯信息。因此，在相同符號周期內，PAM4信號的比特速率是NRZ信號的兩倍。
PAM4信號的每個符號有2個比特，如果符號率為 28Gbaud，則表示每秒傳輸 56Gb。
需要更多PAM4信號信息？推薦閱讀應用指南：PAM4設計挑戰及其對測試的影響
PAM4調制原理
PAM4是Pulse Amplitude Modulation（脈沖幅度調制)調制技術的一種，即四階脈沖幅度調制。
每秒比特數和波特率之間的差異 - 每秒比特數表示的是每秒傳輸的比特（1或0)總數。波特率表示的是每秒發送的符號數。對于 NRZ 信號而言，符號率與比特率相同；波特率和 bps（每秒比特數） 也相同。但對于 PAM4 信號而言，兩者是不同的。
對四電平脈沖幅度調制PAM4的需求
NRZ信號在數據速率低于20-25 Gbaud的數字通信鏈路中使用得非常廣泛。然而，隨著對更高傳輸帶寬的需求與日俱增，傳輸介質的通道損耗逐漸變成一個大問題。以下圖所示的短程接口的通道損耗為例，它由CEl-56GVSR通道決定。
隨著頻率上升，通道的插入損耗也會增加。這種響應與低通濾波器的特性類似。事實上，通道就相當于低通濾波器，不允許高頻通過，從而劃出可用通道帶寬的界限。
根據香農定律：
C=2*B*Iog2(M)
這個公式表明，如果要提高數據速率或通道容量，那么必須增加通道帶寬(B)或信號電平數量(M)。
增加可用通道帶寬(B)可以通過改進物理系統來實現。但是，這種方案的成本可能非常高，而且可能要完全改變現有系統。如果不改變通道，那么我們可以通過去加重 (在發送端）和均衡（在接收端）來實施改。這種做法可以補償通道損耗，同時改善通道響應，只不過改善程度不大，還會受到噪聲的限制。要想使通道響應獲得更大改善，可以采取增加信號電平數量 (M) 的方法。
例如，數據速率為56 Gbps時，一個NRZ(M=2）信號所需的帶寬為28GHz，而PAM4 (M=4）信號僅需要 14 GHz,并且在這個頻率范圍內，衰減也較小。在帶寬不變的前提下，這意味著數據速率可以通過增加M來提高。此外，您可以引入去加重和均衡來補償損耗并提高信號質量。
PAM4誤碼分析
串行數據鏈路的完整性通常用比特誤碼率 (BER) 來表示。請注意，這里用到的術語是“比率"而不是“比例"。它測量的是單位時間內的比特誤碼數。在實際系統中，大多數比特誤碼是由隨機噪聲造成的，它們隨機發生，而不是呈現均勻分布率。
采用判決反饋均衡器(DFE)的系統可能會產生猝發誤碼，它們的分布不是隨機的。
BER是將誤碼比特數與發送的比特數對比得出的一個估計值。為了表征實際系統中比特誤碼的隨機性，更便捷的方法是將BER理解為接收機輸出端的比特差錯率，這是一種統計測量。BER衡量的是接收機的質量，也因為標準聯盟定義了 BER 的一致性要求，所以 BER 測量實際上對于表征測試非常重要。只分析關于 0 或 1 的特定誤碼有助于診斷接收機或鏈路中其他部分的問題。
由于 BER測量是一個統計過程，因此只有當被測比特數接近無窮大時，測得的BER才會接近實際 BER。萬幸的是，我們可以通過先預定義一個閾值（即目標 BER)來執行 BER測試。達到預定閾值（即目標 BER)所需的比特數取決于所需的置信度。置信度是利用指定的BER（即目標BER)確定系統真實 BER 的概率。置信度不會達到 100％，因為這將需要無窮大的比特數量，這根本是無法測量的。對于大多數應用而言，通常 95％ 的置信度即己足夠。置信度不同，所需的測量時間也不同。
完整的PAM4測試應該包含 Tx 發送端和 Rx 接收端兩部分，這些都需要全局考量，才能立于不敗之地。
01 ?在發送端
要注意的是測試方法是否與時俱進，TDECQ 作為PAM4信號的重要參數，其結果與PAM4信號中各種失真和成分都有關系。為了更準確地分析PAM4信號完整性，需要更先進的測量與分析手段。是德科技與業界多個規范組織進行緊密合作，通過提供不斷更新的示波器PAM4分析套件，確保測試結果反應當前一致性規范的最新要求。
新一代數據通信網絡將會使用四級脈沖幅度調制（PAM4）、前向糾錯（FEC）和均衡接收機，來實現物聯網等新興技術所需的增量帶寬。因此，工程師必須重新審視收發信機的技術參數和測試要求，即 TDECQ（發射色散眼圖閉合四相）。
TDECQ 是評估 PAM4光發射機通信質量的主要指標。
發射機的TDECQ值是一個功率代價，其結果等于被測發射機和理想發射機達到相同誤碼率時，額外添加的噪聲比值。
TDECQ測試
從 NRZ信號到 PAM4信號的轉變，絕不是簡單的量變，而是一個質的變化。
因為 PAM4信號格式的特點，帶來了測試參數和測試方法的巨大變革，這里不再贅述PAM4的特點和測試挑戰，而聚焦于一個問題：以前NRZ時代大家常用的模板余量測試，在PAM4時代還適用嗎？不適用的話又如何替代？
這不是一個那么容易的問題，即使 IEEE802.3 協會也花了好幾年的時間才逐漸找到了答案并還在不斷完善之中。我們無需重復過往的摸索階段，只需要跟上時代的變化，了解它的最新進展情況即可。
首先在所有目前的公開標準規范中，一個共識是模板余量已經不再適合 PAM4 的測試，需要用新的參數來表征發射機的性能。這個新的參數就是TDECQ?(Transmitter and Dispersion Eye Closure for PAM4) 。
TDECQ的測試框圖
下圖是IEEE802.3標準組織對于「TDECQ的測試框圖」：
圖 IEEE802.3標準組織對于TDECQ的測試框圖
為什么是TDECQ?
那是因為從物理上來說，衡量一個光發射機性能的最直接的參數就是前面提到的TDP，無論是NRZ的發射機還是PAM4的發射機。看來TDP還是最受標準協會組織青睞的參數啊。為了以示區別，對于PAM4而言，就改名叫TDECQ了，Q 是四電平Quaternary的首字母。
02 ? 在接收端
要注意的是與真實鏈路的接近程度，以及系統級如壓力眼和FEC測試能力。使用儀表進行發射或接收測試時，誤碼儀作為參考的電發射機和接收機。為了模擬通信鏈路真實工作的狀態，就要求誤碼儀也具備和實際通信中類似的預失真和補償功能，同時，具備壓力眼及FEC測試才能夠更全面的衡量接收端性能，從而使測試結果更準確反應各個器件和設備真實工作條件下的性能。
Part I 發送端測試進階
1. TDECQ與噪聲的關系
正如TDECQ的定義所指出，發射機的TDECQ值是一個功率代價，其結果等于被測發射機和理想發射機達到相同誤碼率時，額外添加的噪聲比值。換一個角度理解，就是被測發射機和參考發射機的信噪比比值。
假設我們在被測信號上疊加一個隨機噪聲，噪聲的幅度從0開始逐漸增大，那么測試出的TDECQ結果應該是怎樣的趨勢呢？
下圖中灰色曲線為增加的噪聲信號大小，橙色和藍色曲線為兩種預測的TDECQ變化趨勢，哪一種是正確的？
答案是橙色曲線更接近理論值。為了解釋這個原理，還要回到TDECQ的測試定義上來：
TDECQ=(理想發射機噪聲裕量)/(被測發射機噪聲裕量)
當被測信號的隨機噪聲增加時，信號幅度不變，對應的理想信號也沒有變化。而疊加的隨機噪聲吃掉了被測發射機的噪聲裕量大小，使TDECQ公式中的分母減小。
因此噪聲越大，TDECQ值也隨之增大。一個極限的情況是當疊加的隨機噪聲大小導致被測發射機的噪聲裕量為零（此時測試到的眼圖對應誤碼率正好等于規范要求的誤碼極限），那么測得的TDECQ值就會變成無窮大，或者說測不出TDECQ值。
上圖現實的就是一個典型的噪聲過高的 PAM4信號，TDECQ 測試結果顯示 SER? 我們可以點擊“Details…”按鈕來查看具體的說明。
Details說明中會包含測試項結果無法準確得到的原因，是非常實用的一個快捷功能。在上圖中，details說明提示信號的噪聲裕量過小，導致實際測試的誤符號率(SER)高于目標SER，即802.3bs規范中給出的(SER = 4.8 * 10^-4, BER = 2.4 * 10^-4)。
2. TDECQ與信號功率的關系
既然 TDECQ 是功率代價的參數，它與信號功率之間又有怎樣的關系呢？
也許有人會想：“既然TDECQ與信號的信噪比相關，那信號越小，TDECQ值自然就越大了。”但是事情并不是這么簡單，我們要看一下信號功率變化的原因，以及其對信噪比的影響。
如果我們把被測件通過一個可調光衰減器，減小功率后輸入示波器進行測試，這時信號功率和TDECQ之間的關系應該是什么趨勢呢？下圖中灰色、橙色、藍色三條曲線哪種是正確的？
答案是灰色曲線最接近理論值。
信號經過光衰減器時，信號的幅度與噪聲的幅度衰減比例相同，因此信號的信噪比并不隨衰減器的變化而變化。
雖然在示波器上顯示的眼圖會隨著信號功率下降而逐漸模糊，但這時由于示波器的噪聲疊加在被測信號上，而示波器的噪聲是不隨衰減器變化而改變的。
而為了準確的測試TDECQ值，示波器的噪聲不應被包含在TDECQ的測試中，因此理想的TDECQ結果應該不隨信號衰減變化而變。
當信號功率過低時，信號已經被示波器的噪聲淹沒，此時就無法測出TDECQ值，會顯示如之前展示的“SER？”結果。
另一種情況是通過改變被測發射機的驅動信號的偏置和幅度大小來改變信號功率，此時發射機的輸出功率、輸出幅度以及噪聲特性都會發生變化。
這時和添加衰減器的情況不同，信號的信噪比有很大可能會改變，而TDECQ的變化趨勢還要根據信號具體的改變來決定。
3. TDECQ 與抖動的關系
從本質上講，抖動是將信號的實際邊緣與您希望它所在的位置進行對比。如果信號的邊緣太遠，它會導致系統出錯。“總體抖動”可以分解成多個分量，每個由不同的原因造成，代表設計中的不同問題。在高速系統的設計和調試中，必不可少地要了解不同的抖動分量和關鍵的分析技巧。抖動屬隨機噪聲。對于大多數可重復和一致性的測量，要使用有效值，而不是峰峰值的統計測量。用峰峰值和有效值的關系評估抖動分布特性。
抖動的定義 - 信號的某特定時刻相對于其理想時間位置上的短期偏離為抖動。
參考: Bell Communications Research, Inc (Bellcore), “Synchrouous Optical Network (SONET) Transport Systems: Common Generic Criteria, TR-253-CORE”, Issue 2, Rev No. 1, December 1997
簡單來說，抖動是指相對于其應當發生跳變的時間，信號實際跳變時有多長時間的提前或延遲。對于數字信號而言，這個有效瞬時就是信號的跳變點（或交叉點）。這取決于時間參考是來自于采樣數據，還是由外部提供。如果抖動發生在采樣點跳變閾值的“錯誤位置”，并且導致接收電路“錯解”了該比特位發射時的真實情況，那么就會出現傳輸誤差。
下圖就是對這種情形的描述。
工程師如能了解抖動的類型及成因，熟悉器件特性和各類抖動測試優勢，便可輕松地確認抖動的根源，從而有效地消除抖動對電路和產品的影響。
抖動是在邊沿上發生的噪聲和相位變化，它們會導致信號時序錯誤。舉個簡單的例子，上圖中的橙色跡線是一個基本的數據信號。為了分析串行數據應用中使用的嵌入式器件，要從輸入的數據流中提取出參考時鐘，并與接收機的輸入信號結合使用來重建數據。參考時鐘在時鐘恢復電路中產生，它使接收機可以在本質上“查看”理想間隔的時間點。它可以看到信道在每個點上的電壓。根據從這個過程中解釋出來的內容，它可以重建數據流，該數據流最終應與發射機發送的數據流完全一致。
但是，如果信號中出現了大量抖動，就會出現問題。如果接收信號中的很多比特位含有大量抖動，那么它們將無法正確地與參考時鐘同步。這意味著接收機最終可能在每個時鐘周期中收到錯誤的比特，因此會錯誤地解碼數據。
圖2中綠色跡線上的紅色“x”游標表示信號有抖動時發生的時序誤差。請注意，在某些情況下，上升沿或下降邊會出現得太快或太晚。這可以在使用余輝顯示模式的示波器上看到（見下圖）。如果上升沿出現得太晚，那么接收機會錯誤解釋該比特。邊沿交叉點實際發生的時間與理想情況下應發生的時間之差稱為時間間隔誤差（TIE）。
邊沿交叉點實際發生的時間與理想情況下應發生的時間之差稱為時間間隔誤差（TIE）。
前面分析了 TDECQ 與噪聲和信號幅度的關系，那么 TDECQ 與抖動是否也相關呢？答案是肯定的。
如果信號中抖動過大導致眼圖閉合，就必然伴隨著誤碼率的上升，TDECQ值會不斷劣化。但是眼圖信號中的抖動分類非常多，例如周期性抖動、隨機抖動、有界不相關抖動等等，而每種抖動對TDECQ的影響實際上并不相同。
本篇的主題不在于詳盡的討論每一種抖動對于TDECQ測試的影響，而是從更廣泛的角度來分析。
我們知道標準的 TDECQ 測試系統中，在接收端需要進行時鐘恢復。
什么是時鐘恢復？
在數據上疊加時鐘，需要將數據與時鐘以某種方式融合。為了得到在發送端如何將數據與時鐘融合的方法，我們首先要考慮在接收端如何將數據與時鐘分離。從傳送過來的信號中重新獲得時鐘分量的方法，稱為時鐘再生或時鐘恢復。通過檢測接收到的信號的相位，可以進行時鐘恢復。
時鐘恢復(Clock Data Recovery)中時鐘是怎么恢復的？
對于高速的串行總線來說，一般情況下都是通過數據編碼把時鐘信息嵌入到傳輸的數據流里，然后在接收端通過時鐘恢復把時鐘信息提取出來，并用這個恢復出來的時鐘對數據進行采樣，因此時鐘恢復電路對于高速串行信號的傳輸和接收至關重要。
時鐘恢復電路原理
時鐘恢復的目的是跟蹤上發送端的時鐘漂移和一部分抖動，以確保正確的數據采樣。時鐘恢復電路一般都是通過PLL（Phase lock loop）的方式實現，如下圖所示。輸入的數字信號和PLL的VCO（Voltage-controlled oscillator，壓控振蕩器?）進行鑒相比較，如果數據速率和VCO的輸出頻率間有頻率差就會產生相位差的變化，鑒相器對這個相位誤差進行比較并轉換成相應的電壓控制信號，電壓控制信號經過濾波器濾波后產生對VCO的控制信號從而調整VCO的輸出時鐘頻率。使用濾波器的目的是把快速的相位變化信息積分后轉換成相對緩慢的電壓變化以調整VCO的輸出頻率，這個濾波器有時又稱為環路濾波器，通常是一個低通的濾波器。通過反復的鑒相和調整，最終VCO的輸出信號頻率和輸入的數字信號的變化頻率一致，這時PLL電路就進入鎖定狀態。
時鐘恢復的作用是從信號中提取參考時鐘，再對信號本身進行采樣。同時時鐘恢復還有另外一個作用，就是濾除信號中的高頻抖動，而將信號中的低頻抖動傳遞給時鐘。
時鐘恢復對于抖動的濾除和通過效應的專業名稱是抖動傳遞函數，簡稱抖動傳函（JTF）。
典型的時鐘恢復的抖動傳函是一個低通濾波響應，而這個低通濾波的帶寬稱為環路帶寬。環路帶寬越高，就意味著越高頻率的抖動從信號傳遞到時鐘上。
通常來說，環路帶寬越高，意味著時鐘的抖動越接近信號的抖動，得到的眼圖會越干凈。但IEEE 802.3 標準中對于 PAM4時鐘回復環路帶寬的要求為 4 MHz，是明顯低于 25G NRZ信號的時鐘恢復環路帶寬(通常為 10 MHz)的。
這其中的原因，要從PAM4信號自身的特點來解釋。
在PAM4信號中，由于有四個不同的電平，與其對應的轉換沿的數量一共就有4*3=12種。與NRZ信號只有兩種轉換沿，一個交叉點相比，PAM4信號固有的交叉點數量大量的提升了。
上圖中綠色虛線表示的就是居中的交叉點和最靠右側的交叉點的水平位置，這個差值稱為PAM4信號的切換抖動(switching jitter)。切換抖動是一種NRZ信號沒有，但PAM4信號固有的一種抖動。
實驗表明，時鐘恢復在帶寬較高時，會跟隨PAM4信號的切換抖動，導致輸出時鐘抖動增大。這直接的結果就體現在對應的采樣時刻會遠離PAM4眼圖的水平中央。
上圖中的兩個黑色箭頭表明了在時鐘恢復跟隨切換抖動的情況下，對應的采樣時刻的偏移。為了減小這種固有抖動的影響，IEEE規范將PAM4信號一致性測試的時鐘恢復環路帶寬設定為4 MHz。
在測試中，我們可以在FlexDCA軟件中設定環路帶寬，以保證測試環境滿足規范一致性的要求。
下圖中為FlexDCA軟件中的環路帶寬（LBW）設置頁面，可以手動輸入所需的環路帶寬，或選擇select from list從預設值列表中選擇對應規范的環路帶寬值。
4. 詳細分析TDECQ
TDECQ作為PAM4信號的重要參數，在生產和研發階段都是必須測試的指標之一。但很多時候，單獨從TDECQ的結果難以判斷出信號惡化問題的具體原因。
是德科技在采樣示波器FlexDCA軟件中，集成了多種PAM4信號分析測試項目，以便更細致準確的定位PAM4信號中的各種問題。
其中噪聲裕量, 分部SER(partial SER)， 分部TDECQ(partial TDECQ)，分部噪聲裕量是TDECQ測試中的幾個中間結果，用于分析信號中各種部分對于TDECQ的貢獻度大小。
PAM4信號在豎直方向上分為三個眼，TDECQ測試會分別對這三個眼圖的左右側進行采樣分析。上圖11中的兩個方框就是TDECQ測試的采樣區域，眼圖位于采樣區域內的點會被用于TDECQ計算。
對于每一個區域，都可以分別計算初始的SER，對應的SER裕量，以及區域對應的分部TDECQ結果。總的TDECQ結果由所有區域的分部TDECQ結果取平均值來得出。
一個被測的PAM4信號可能會在三個眼圖中的某個區域信號過差，導致總的TDECQ結果偏大，甚至無法測出TDECQ。但其他的區域可能是良好的，卻無法從總體TDECQ結果上得到反映。
如果進行partial SER/partial TDECQ測試，就可以對良好的PAM4眼圖部分和較差的眼圖部分進行區分。
從以上的討論中，我們了解到TDECQ作為PAM4信號的重要參數，其結果與PAM4信號中各種失真和成分都有關系。為了更準確地分析PAM4信號完整性，需要更先進的測量與分析手段。是德科技與業界多個規范組織進行緊密合作，通過提供不斷更新的示波器PAM4分析套件，確保測試結果反應當前一致性規范的最新要求。
接收端測試進階
在接收端，要注意的是與真實鏈路的接近程度，以及系統級如壓力眼和 FEC 測試能力。
在高速PAM4發射接收測試中，對信號進行預失真和補償已經成為必不可少的功能。在進行高速鏈路設計的工程師都會發現，一個良好的發射機信號經過線纜或PCB走線，在遠端看到的信號會有很大失真。這是因為信號傳輸鏈路中，射頻線纜或PCB傳輸線的高頻衰減導致信號中高頻成分的損失，從而引入碼間干擾。
直白的說就是在高速信號傳輸中有一個非常棘手的問題，就是當傳輸速率變得越來越高的同時，數據間隔單元(Unit Inerval，UI)也會變得越來越小。這導致前一個bit的數據會對后面bit的數據造成影響，如果不去除這些影響，將會導致誤碼率飆升，甚至通信無法繼續。
如果系統中出現幾個連續的1(或者0)，而接下來的信號為0(或者1)時，信號的電壓保持在長0或長1狀態下前面的信號會影響后面的現象，我們稱之為碼間干擾ISI (Inter-Symbol Interference)。例如在OIF CEI 56G VSR規范中，建議的最大損耗在基頻為29 GHz時達到12 dB以上。
更進一步的，在光通信鏈路中，發射機中的激光器/調制器以及接收機中的光探測器也會產生帶寬限制，造成眼圖的閉合。這也是為什么在光通信鏈路中，電驅動芯片和DSP芯片通常都包含均衡功能，因為不進行均衡調節就無法實現正常的發送和接收。
在使用儀表進行發射或接收測試時，誤碼儀就作為參考的電發射機和接收機。為了模擬通信鏈路真實工作的狀態，就要求誤碼儀也具備和實際通信中類似的預失真和補償功能，才能使測試結果更準確反應各個器件和設備真實工作條件下的性能。
1. 去加重功能和自動去加重調節
去加重功能實現原理
在誤碼儀中，預失真和補償是通過碼型發生器的去加重功能，以及誤碼接收端的均衡功能實現的。其實現原理可以簡單理解為一個可調的FIR濾波器，通過調節濾波器每個抽頭(tap)的參數，對信號進行線性濾波。
在誤碼儀M8040A中，碼型發生器的去加重通過5個抽頭的FIR濾波器實現，每個抽頭的間隔是1個符號周期(1UI)。使用者可以調節c0 – c4五個參數對濾波器進行調節。抽頭數越多，意味著濾波器的時域響應越寬，對應可以調節的濾波器頻域響應就越精細。
下圖是誤碼儀M8040A的去加重功能結構框圖。
對于具有高頻損耗大特性的通信鏈路，只需要將去加重調節為對發射信號的低頻進行較大衰減，高頻分量衰減較少或沒有衰減，就可以將整體頻率響應補償到接近平坦，這也是去加重可以補償鏈路損耗的主要原理。
下面兩張圖是是德科技誤碼儀M8040A發出的28 GBaud PAM4信號經過一段PCB走線之后，由示波器接收得到的眼圖。在沒有進行去加重補償之前，眼圖是完全閉合的。將去加重參數調節到合適的數值時，可以看到PAM4眼圖明顯張開，信號質量得到很大改善。
那么如何才能準確快速的獲得合適的預加重參數呢？
對于有濾波器設計經驗的工程師，可能已經想到一些辦法。理論上通過傳輸鏈路的頻率響應S參數模型，可以推算出FIR濾波器所具有的頻率響應，再換算出濾波器時域抽頭的參數。這雖然是理論上很直觀的一種辦法，但是實際應用時會有各種困難：
1)鏈路的S參數實際測試很復雜，尤其是帶有多個器件，或包含光器件的通信鏈路。雖然仿真也可以得到一個近似的S參數模型，但與實際被測件響應還是有不可忽視的差異。
2)儀表內部的抽頭參數與輸出頻率響應之間的關系，是與誤碼儀內部結構相關的。如果沒有去加重濾波器的數學模型，也很難計算出所需的去加重參數。
3)以往的誤碼儀軟件并不支持自動計算去加重參數，用戶只能自己編寫單獨的軟件進行計算，再將結果手動導入到誤碼儀控制軟件中，大大影響測試效率。
基于以上原因，很多時候在實際測試過程中用戶只是手動調節去加重參數，直到輸出眼圖達到比較優化的結果，而幾乎不可能手動調節到理想結果。
2. 接收均衡和自動均衡調節
均衡功能和上文提到的去加重補償的原理類似，區別只是去加重在發射端進行，而均衡是在接收端進行。均衡器本質上是一個高通/帶通濾波器，用于補償信號傳輸后的高頻衰減。根據硬件實現方式不同，均衡包含連續時間線性均衡(CTLE)、前饋均衡(FFE)、判決反饋均衡(DFE)等種類。在M8040A誤碼儀接收端，用戶可以設置一個16 tap的FFE均衡器，在誤碼判決之前將接收信號的眼圖張開。
對于下圖所示的典型接收機測試系統，測試目標是獲得被測件接收機所產生的誤碼。而誤碼儀所顯示的結果實際上是整個鏈路各部分的誤碼總和，這就要求環回鏈路因信號損傷導致的誤碼需要遠小于被測接收機的誤碼水平，才能保證測試結果反應的是被測接收機的性能，而不受到誤碼儀接收機的誤碼水平限制。
通常來說，在誤碼測試時應使用盡量短的線纜接入誤碼儀的接收端口，以避免環回信號的失真導致額外誤碼產生。但很多情況下由于被測件的連接方式限制，環回路徑上不可避免的會產生信號的損耗，這時就需要誤碼儀在接收端對信號進行補償，以保證誤碼測試結果的準確性。
除了調用預設的均衡器參數以外，M8070B軟件還提供自動均衡優化功能。當輸入隨機數據信號進入M8040A接收端時，誤碼儀可以通過掃描接收到的數據信號，自動計算出合適的均衡器參數。另外M8070B軟件還提供圖形化的接收信號直方圖顯示，方便直觀的判斷接收信號質量是否適合誤碼分析。
在sampling point setup窗口，豎直方向的直方圖即為接收機在判決點所看到的信號電平分布。如果是張開的NRZ或PAM4眼圖信號，對應的直方圖應為兩個或四個間隔明顯的電平分布。各電平之間的距離越大，說明眼圖張開度越高，信號質量越好。通過掃描判決點延時和判決電平的高低，可以得到一個近似的接收端眼高和眼寬，如上圖20中的藍色輪廓表示。
圖 21
在sampling point setup窗口還可以看到一個均衡器設置按鈕，這個功能就是自動優化均衡器參數。啟用自動優化均衡以后，誤碼儀會重新掃描當前接收端所看到的信號，并計算出最優的均衡值，使誤碼儀判決電路所看到的信號眼圖張開度達到最大。通過這個功能，用戶可以快速的對環回通道信號進行補償，并確認接收端信號質量。
以上所介紹的去加重和均衡功能只是M8040A多種內置功能的一個例子。實際上M8040A誤碼儀還集成了許多信號調節和分析功能，可以幫助NRZ和PAM4發射機接收機測量，以及各種高速總線的應用測試。是德科技將不斷在測試方案領域進行創新，幫助用戶在下一代高速通信產品的研發和設計上取得成功。
3. 壓力眼測試
在IEEE802.3規范中，針對數據中心和云計算等應用，規范規定了一系列高速接口標準。從較早的10G、40G以太網規范，到現在的100G以及正在制訂中的400G以太網規范中，都要求一項重要的測試項目：接收機的壓力容限。
在光通信收發設備和鏈路測試中，常見的測試參數包括：眼圖測試、誤碼率測試、靈敏度測試等。在光通信速率較低時，光接收機對鏈路誤碼的影響還不明顯，通常只需要檢測發射機眼圖合格，接收功率正常而不是過低即可保證鏈路正常工作。隨著通信速率的提升，設計人員會遇到不同接收機的性能差異越來越大，而單純的靈敏度指標已經無法保證光接收機可互換適配使用。
為了對接收機一致性進行衡量，IEEE規范提出了接收機壓力容限一致性的要求。
壓力容限測試原理
壓力容限測試的含義是測試接收機在惡劣的輸入信號情況下，是否能夠正常工作。具體的測試原理是使用測試儀表產生一個劣化的光眼圖信號，稱為壓力眼信號。
壓力眼信號的參數有明確規定，例如VECP，J2，J9等。在不同的規范中壓力眼的具體指標會有不同。通過校準后的壓力眼會輸入被測接收機，在這種情況下對接收機靈敏度和抖動容限進行測試。
壓力眼測試與靈敏度測試的區別
與常用的靈敏度測試不同，壓力眼測試使用了精確添加抖動和噪聲等干擾的發射信號，來模擬實際通信鏈路中接收機所收到的信號失真。
在靈敏度測試中一般只使用干凈的發射信號，這時得到的靈敏度會更高，也不包含接收機對信號失真的響應變化。
壓力眼測試更能說明接收機在最差工作條件下的性能，也更貼近實際工作場景。然而壓力眼一致性測試比靈敏度測試的搭建難度更高，測試速度慢，是之前壓力眼測試的實際數量遠少于靈敏度測試的原因。
4. FEC的解決之道
FEC“前向糾錯”的應用
FEC被稱作“前向糾錯” ，它被廣泛應用于通信系統中的編碼技術以保證數據的準確性，它的基本思路是在發送端，把要發送的信息重新編碼，加入一定的冗余校驗信息，組成長度較長的codeword，待到達接收端之后，如果錯誤在可糾范圍之內，通過解碼檢查后糾正錯誤，從而降低誤碼率，提高通信系統的可靠性。在光通信系統中，通過FEC的處理，可以以很小的冗余開銷，有效降低系統的誤碼率，延長傳輸距離，實現降低系統成本的目的。
FEC (Forward ErrOr Correction， 前向糾錯）是一種增加數據通信可信度的技術，廣泛應用于計算機網絡園、無線通信、衛星通信等多種數據傳輸場景中。FEC前向糾錯碼和信道編碼是在傳輸信道可靠性不高、強噪聲干擾信道中進行數據傳輸時，用來控制接收數據包誤碼率（丟包、亂碼）的一項技術。
我們的世界充滿了噪聲，噪聲影響一切，包括數據傳輸和通信系統，無法擺脫。光通信系統的接收器直接受到噪聲的影響，這使得理解接收到的信息變得更加困難。從技術上講，當波通過光纖傳輸時，噪聲會對光強度產生影響，而在長距離傳輸時，光色散會在信號中產生明顯的缺陷。每當有噪聲或光色散失真的影響時，光脈沖就會退化并失去其作為0或1的意義，接收器將接收到的光脈沖轉換為電壓。當接收器這樣做時噪聲太大，它會錯誤地解釋數據，將0讀為1或將1讀為0。
FEC前向糾錯在這一點上發揮作用，因為它減少了噪聲對光傳輸系統傳輸質量的影響。通過在傳輸之前將開銷信息添加到比特流中，該方法能夠檢測和糾正比特流中可能存在的部分錯誤。數據塊受專門函數的約束，這些函數的輸出是奇偶校驗位的生成。開銷由冗余位組成，其中還包含奇偶校驗位。之后，將初始數據塊和這些新數據拼接在一起，產生FEC碼字。之后，這個FEC碼字沿著傳輸線發送。
需要在接收端的設備上配置相同的FEC模式，以便接收端的FEC解碼器機制知道對FEC碼字應用什么樣的FEC功能。這允許接收器FEC解碼器機制選擇功能來重新生成數據并以高精度去除FEC開銷。結果，產生了初始數據比特流，然后將其發送到更高的網絡層。
FEC前向糾錯或信道編碼是可以顯著減少這些數據傳輸錯誤的技術。
FEC前向糾錯原理
FEC前向糾錯原理是添加冗余比特，使解碼器能夠確定來自發射機的真實消息。
FEC前向糾錯技術可以應用于數字比特流，或者在對數字調制的載波進行解調的過程中使用。許多 FEC編碼器可以生成比特誤碼率 (BER) 信號，作為反饋信息對模擬接收電子設備進行微調。簡言之，發射機會對消息進行編碼，并且使用糾錯碼 (ECC) 添加附加比特（我們稱之為冗余）。這種冗余使接收機能夠檢測并糾正消息中任何地方可能出現的有限數量的誤碼。更強的代碼需要更多的冗余和系統帶寬，以便降低有效比特率，同時提高接收的有效信噪比。
圖：編碼八個不同比特信息的FEC結果
三個采樣中任何一個的誤碼都可以通過叫做“多數投票”的FEC功能來糾正。上面的這種三重模塊冗余的 方法得到了廣泛使用，但它是一種效率稍低的 FEC形式。有效的FEC編碼通常檢查接收的最后幾十或幾百個比特，然后確定如何解碼少量比特（通常以 2 到 8 比特的組合為單位）。
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