TL431問世至今已將近50年。在這幾十年間，雖然它主要被定位為一款精密可調并聯穩壓器銷售，但這顆經典組件也被應用于各種其他用途，包括電壓比較器、音頻放大器、電流源、過壓保護器等。然而令人惋惜的是，在這些豐富多樣的電路案例中，TL431的ANODE引腳最終都難逃同樣的命運，那就是被接地。
電流吸收調節原理
此處所提出的設計概念，為這個長期受壓抑的引腳賦予了一個更具彈性的角色，如圖1所示。
圖1：ANODE引腳作為主動式電流吸收調節的檢測端。
圖1的框圖從概念層說明了TL431的工作方式，其中：
吸收電流 = Is = (Vc – 2.5v)/R1 = 0 至 1/R1，當 Vc = 2.5v 變化至 3.5v
Vs < 37v， Is < 100mA，Is(Vs – R1Is) < 500mW (環境溫度50℃)
在此架構中，TL431的內部2.5V精密參考電壓會與加在ANODE引腳上的外部電壓串聯。內部運算放大器會將這個電壓總和與REF引腳上的電壓相減，然后放大其差值并施加到功率晶體管上。若此差值為正(即電壓總和 < REF)，晶體管便會導通，將電流由CATHODE吸收至ANODE；反之，若差值為負(即電壓總和 > REF)，晶體管則會截止。
若TL431依傳統方式連接(REF接至CATHODE且ANODE接地)，該架構就會與并聯穩壓器類似，強制CATHODE達到內部2.5V參考電壓的電阻串設定的倍數。然而，如果REF引腳連接至一個固定的控制電壓(Vc > 2.5V)，而ANODE不再接地，而是浮接于電流檢測電阻R1上，情況會如何呢？
其結果是，系統不再調節電壓，而是開始調節電流。由于Vc是固定的，且無法被拉低以滿足REF = ANODE + 2.5V的條件，因此ANODE必須被拉高，直到兩者相等為止。此時將形成以下關系：
Is = (Vc – 2.5V)/R1
也就是說，電路會形成一個值為1/R1的恒定電流吸收調節器。
固定電壓設定的電流吸收
圖2示范了如何利用一組固定分壓器(假設5V電源軌具備足夠精度)，搭配浮接ANODE的Z1，來調節一個固定的吸收電流，其值為：
Is = (3.5v – 2.5v)/R1 = 1/R1
同時，圖中也顯示加入升壓晶體管Q1的方式，以滿足需要超過Z1本身TO-92封裝所能承受電流或功率的應用需求。值得注意的是，Z1的調節精度并不會因此受到影響，因為Q1所分流的Is電流比例，會在流經R1之前重新加回來。
圖2：升壓晶體管Q1可承擔超過431系列最大Ic與功率耗散限制的電流與電壓，而3.5V分壓器則用來設定固定的Is。
以DAC設定電流吸收值
圖3說明如何利用一個2.5V DAC信號，以數字方式設定Is。請注意，DAC信號在此為反相的(Is在Vx = 0時達最大)，而Z2則提供必要的電平轉換：
Is = (2.5v – Vx)/(2.5R1) = 0 至 1/R1，當Vx = 2.5v 變化至 0時
圖3：DAC控制Is，其中DAC信號被反相，Z2負責提供必要的電平轉換。
以PWM與工作周期設定電流吸收
圖4展示另一種設定方式，使用PWM信號進行控制，其中Is = Df/R1，而Df代表PWM的工作周期，范圍為0至1(0%至100%)：
Is = (2.5R2/(R3/Df))/R1，當Df = 0 至 1
Df = IsR1R3/(2.5R2)
Df = Is R1
圖4：PWM控制Is，其中Is為PWM工作周期與R1的比值。
在此假設PWM分辨率為8位，頻率為10kHz。R2C1所構成的一階紋波濾波器，其時間常數約為PWM周期的64倍(假設10kHz即100μs)，可將最大紋波控制在1 LSB峰對峰值，且最大穩定時間約為38ms。
加快穩定時間的方法
圖4的一項缺點，是由于采用單極R1C1/2紋波濾波器，導致穩定時間過長(約40ms才能達到8位分辨率)。若在成本允許下再增加一顆電阻與電容，即可如圖5所示，利用R5C2形成二階模擬減法濾波，將穩定時間加快約5倍，縮短至約8ms。
圖5：加入R5與C2后，通過二階紋波濾波器可獲得更快的穩定時間。
可編程電流吸收應用電路
最后，圖6展示了將圖4的電路，結合一個低成本24W AC電源轉接器與5V穩壓器，所構成的小型數字測試系統電源架構。請務必為Q1配置適當的散熱。
圖6：結合電流吸收器與小型系統電源，其中最大Is為1A，最大Vs為20V，且Is = Df。
