在之前的一篇文章中，作者介紹了一個相對簡單的電路，其中的瞬時按鈕可以像機械閉鎖開關一樣工作。本設計實例有很多讀者追問是否可能將電路調(diào)整為：(a)交叉耦合電路，其中的兩個開關可以互相“抵消”；(b)“時間延遲”電路，其電路在預定時間關斷。本文描述了如何實現(xiàn)這些電路。
EDN之前的一篇設計實例文章《Latching power switch uses momentary pushbutton》介紹了一個相對簡單的電路，其中的瞬時按鈕可以像機械閉鎖開關一樣工作。這篇文章得到了大量的讀者反饋。在評論中，有讀者追問是否有可能將電路調(diào)整為：（a）交叉耦合電路，其中的兩個開關可以互相“抵消”;（b）“時間延遲”電路，其電路將在預定時間關斷。本文將嘗試實現(xiàn)這些電路。
圖1顯示了以交叉耦合方式連接的兩個開關電路，其中每個開關通過其自身的瞬時按鈕開啟和斷開，而且當一個開關開啟時，另一個會斷開。由于具有相互抵消的特點，這種電路適于汽車指示燈等應用。
圖1：交叉耦合開關獨立鎖定但相互抵消。
這兩個開關電路完全相同并彼此鏡像，即R1a與R1b提供相同的功能，Q1a與Q1b功能完全相同，依此類推。除了額外的交叉耦合元件（C2、D1、D2、R6、R7和Q3）之外，每個開關電路都與《Latching power switch uses momentary pushbutton》中介紹的基本電路大致相同，如該文章中的圖1（a）所示，文章中還包括基本電路如何工作的詳細說明。需要注意的是，根據(jù)負載性質(zhì)的不同，R5是可選的，而且對于電機這類負載，可能需要在OUT（+）端子和負載之間連上一個阻塞二極管。
為了理解交叉耦合是如何工作的，我們假設SWITCH（a）當前關閉，SWITCH（b）打開，這使得Q1a和Q2a關閉，Q1b和Q2b都導通并通過R3b和R4b相互提供偏置。如果此時按下瞬時按鈕Sw1a，則Q1a和Q2a導通，并且SWITCH（a）鎖定到其通電狀態(tài)。在Q2a導通的瞬間，電流脈沖通過D1a、C2a和R7a傳遞到Q3a的基極，導致Q3a瞬間導通，并短暫地將Q1b的基極短路至0V。Q1b和Q2b此時都關閉，SWITCH（b）鎖定到關閉狀態(tài)。SWITCH（a）現(xiàn)在鎖定在其通電狀態(tài)，并保持此狀態(tài)直到按下任一按鈕開關。如果此時按下Sw1b，則Q1b和Q2b接通，SWITCH（b）鎖定到打開狀態(tài)，Q3b瞬間接通，使Q1a和Q2a關斷。
流經(jīng)Q3的短暫電流脈沖的時間長度由C2-R7時間常數(shù)決定，這個時間要足夠長以使對端的MOSFET完全關斷。記住，當Q1關斷時，存儲在Q2柵極上的電荷必須通過與R3串聯(lián)的R1完全釋放。一些大電流MOSFET的柵極電容為幾十納法，因此當R1=R3=10kΩ時，柵極可能需要幾毫秒才能完全放電?，F(xiàn)在，當C2=100nF且R7=10kΩ時，Q3將Q1的基極鉗位約5ms，這個時間應足夠長以關閉大多數(shù)的P溝道MOSFET。
在上述電流脈沖結(jié)束時，C2上的電壓將大致等于電源電壓+Vs。如果沒有二極管D1，該電壓將保持Q1導通，從而防止開關關斷。有了D1，阻斷動作將允許開關正常關斷，這樣當Q2關斷時，C2上的電壓將通過R6-D2-R7這個路徑放電。
盡管SWITCH（a）和SWITCH（b）是相同的，但它們并不需要同樣的電源電壓，即+Vs（a）和+Vs（b）不必相等并且可以來自不同的源。但由于圖1中的電路要實現(xiàn)交叉耦合，開關（a）和開關（b）必須共用一個共地回路（0V）。對于不能共用共地回路的應用，Q3a和Q3b可以用光電耦合器代替（如圖2所示），它允許每個開關有自己的接地回路，與另一個開關電隔離。大多數(shù)普通光電耦合器應該都可以正常工作，但要注意，光電LED需要比晶體管更高的驅(qū)動電壓。因此如果電源電壓+Vs比較低時，可能需要降低R7的值（并相應地增加C2的值）。
圖2：光電耦合器實現(xiàn)了完全隔離的交叉耦合開關。
某些應用可能需要可以在預設的一段時間之后自動關閉的閉鎖開關。圖3顯示了一種非常簡單的實現(xiàn)定時輸出的方法，其中Q1從單個晶體管改為達林頓管，并在Q2的漏極和R4之間插入電容器C2。和前述電路一樣，瞬時按鈕Sw1用于控制電路。當開關閉合時，Q2導通，并通過C2和R4向達林頓基極提供偏置電流。電路此時鎖定在通電狀態(tài)，Q2通過Q1保持導通。
圖3：對基本開關電路做小改動以實現(xiàn)預設定時輸出。
C2此時開始充電，而C2和R4連接處電壓下降，下降速率很大程度上取決于C2-R4時間常數(shù)。當電壓下降時，通過R4傳輸?shù)竭_林頓基極的電流也會下降；最終，當達林頓集電極電流變得太小，無法為Q2提供足夠的柵極驅(qū)動時，MOSFET關斷。
開關此時恢復到未鎖定狀態(tài)，C2開始通過D1放電，負載與R5（如果有）并聯(lián)。請注意，只需按下按鈕，開關即可在定時“導通”期間的任何時刻解鎖，無需等到輸出超時。
由于一對達林頓管提供了高電流增益，因此可以采用較大的R4值（大約幾兆歐）來產(chǎn)生較長的時間常數(shù)。由15V電源供電的測試電路產(chǎn)生的“導通”時間，范圍從大約9秒（C2=1μF，R4=1MΩ）到超過15分鐘（C2=10μF，R4=10MΩ）。將C2增加到100μF，“導通”時間甚至可以超過兩小時。
盡管該電路足以滿足那些要求不高的應用，但它仍有幾個可能限制其適用性的缺點。達林頓管的電流增益對于確定電路的時間常數(shù)十分重要（該增益可能因器件和溫度的不同產(chǎn)生很大變化）。所以對于那些需要精確控制“導通”時間的應用，該電路并不適合。同樣，電源電壓的變化也會影響“導通”時間。
此外，達林頓管的集電極電流逐漸減小也將導致MOSFET慢慢關閉。從圖4的波形圖可以看出這種結(jié)果，圖中顯示了由15V電源供電、具有500Ω負載、采用FDS6675A MOSFET作為Q2且R4為1MΩ的電路輸出。注意輸出從15V（導通狀態(tài)）轉(zhuǎn)換到0V（關斷狀態(tài)）幾乎需要3ms的時間。對于輕負載而言，這么長的關斷時間也許是可以接受的，但對于開關大電流的MOSFET卻遠非理想。
圖4：輕負載時較長的關斷時間也許可以接受。
圖5對上述電路進行了改進，其中達林頓管由兩個開漏/開集比較器（IC1）取代，R5由潛在分壓器R4-R5取代。R6-R7分壓器產(chǎn)生參考電壓Vref（比較器電源電壓Vcs的恒定分數(shù)），為兩個比較器提供穩(wěn)定的參考電壓。
圖5：改進后的電路可提供精確時序、快速開關以及抵抗電源電壓變化的能力。
第一次按下開關時，Q2導通，為負載供電，同時正向偏置D1，為比較器提供電源電壓Vcs。此時，如果R4/R5=R6/R7，電壓Vx將略大于Vref，使IC1a的輸出晶體管導通。其輸出變?yōu)榈碗娖剑ń咏?V），從而通過R3為Q2提供柵極偏置。
電路現(xiàn)在鎖定在“導通”狀態(tài)，定時電容C4開始通過R8充電，C4的電壓Vc呈指數(shù)上升。在Vc剛剛超過Vref時，比較器IC1b跳閘，其輸出晶體管導通，將Vx拉低至0V。IC1a的輸出晶體管此時關斷，而且由于Q2不再有柵極驅(qū)動，MOSFET關斷，開關解鎖。C4此時通過D2-R6-R7路徑比較快速地放電。與上述的簡單電路一樣，只需按下開關可隨時解鎖開關。
阻塞二極管D1提供雙重功能。當Q2關斷時，它將R2與存儲在C2上的電荷隔離，從而確保開關正確解鎖。此外，當開關關斷時，它可以防止C2（和C4）通過負載快速放電。這為比較器在Q2關斷時保持供電提供了短暫的時間，從而確保電路以有序的方式關閉。為比較器供電的是開關輸出而不是電源電壓，這滿足了本文介紹的所有電路的基本要求，即（就像機械開關一樣）“關斷”狀態(tài)下的功耗為零。
圖6顯示了電路的時序公式以及當IC1=TLC393、R4=R6=10kΩ、R5=R7=22kΩ、+Vs=15V時的測試電路的結(jié)果。注意Vcs并不在公式中，因此“導通”時間基本上不受電源電壓變化的影響。
圖6：圖5所示電路的時序公式和測試結(jié)果。
可以看到，測試結(jié)果和理論結(jié)果很好地吻合，除了當C4=100μF時產(chǎn)生的“導通”時間比計算得出的時間長很多。這很可能是由于測試所采用的電解電容器內(nèi)部產(chǎn)生了泄漏（非電解類型用于1μF和10μF測試）。若采用合適的組件，是可以實現(xiàn)超過一小時的“導通”時間的。
忽略D1上的壓降，比較器電源電壓與直流電源電壓大致相同（Vcs≈+Vs），這會影響可用的比較器類型。TLC393雙微功率比較器因極小的功率要求和極低的輸入偏置電流（通常為5pA）而成為理想選擇，盡管它們僅限于16V左右的電源電壓。LM393具有相同的功能，并可在高達30V的電源電壓下使用，但由于其電源電流大于TLC393，輸入偏置電流也相對較大（通常為-25nA），這會影響C4的充電速率。選擇R4-R7的數(shù)值時，要確保Vx和Vref不超過比較器的高共模電壓限值（對TLC393和LM393來說，大約比Vcs低1.5V）。
除了為定時輸出提供相當精確的控制以外，改進型電路從“導通”狀態(tài)轉(zhuǎn)換到“關斷”狀態(tài)的速度比圖3所示的簡單電路也要快得多。圖7所示的波形圖顯示了測試電路的輸出，該電路由15V電壓供電，并采用與上述簡單電路相同的500Ω負載和FDS6675A MOSFET。與圖4中稍顯遲滯的響應相比，從完全“導通”到完全“關斷”的開關時間大大縮短，只有大約100μs。
圖7：電路的改進極大地提高了從“導通”到“關斷”的轉(zhuǎn)換速度。
上述電路對使用的雙極型晶體管和二極管并沒有特殊要求，只要提供最大電源電壓，大多數(shù)具有良好電流增益的NPN雙極型晶體管都是適用的。在最大漏源電壓、電流處理和功耗方面，P溝道MOSFET的額定值必須與高端驅(qū)動電路中的任何器件相當。需要注意的是，某些類型MOSFET的最大柵源電壓限值遠低于漏源電壓額定值。例如，IRFR9310的最大漏源電壓額定值為-400V，而柵源電壓被限制在±20V。如果應用需要非常大的電源電壓，則可能需要在MOSFET的柵極和源極之間連接一個保護齊納二極管，以便將柵極電壓鉗位到安全水平。
盡管所有電路中都使用了按鈕開關，實際上按鈕開關是可以用磁簧繼電器（提供磁激活開關）或其它類型的瞬時觸點來代替的。唯一的要求是觸點必須相對于電源軌電“浮動”。
最后，請記住圖5中的IC1必須是開漏或開集類型。此外，要注意大阻抗和敏感節(jié)點使電路易受噪聲影響，可能導致錯誤觸發(fā)和某些不可預測的行為，因此要避免“雜亂”的結(jié)構(gòu)，并在必要時使電路免受EMI和RFI的影響。
（原文刊登于ASPENCORE旗下EDN英文網(wǎng)站： A new and improved latching power switch。）
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