簡單構建超寬動態范圍電流檢測解決方案，你見過嗎？

本文介紹了一種無電阻、超過4階十倍程動態范圍的電流檢測解決方案，并描述了一種簡單的方法，僅使用齊納二極管和兩個MOSFET（場效應晶體管）就可以將其電源電壓范圍擴大到6V-36V。以MAX40016為例提供了原理圖和測試結果。

測量系統中的電流是監測系統狀態的一種基本而有效的工具。隨著先進技術的發展，電子或電氣系統的物理尺寸大大縮小，降低了功耗和成本，并且在性能方面并沒有太多讓步。每個電子設備都在監測自己的健康和狀態，這些診斷提供了管理系統所需的重要信息，甚至決定了其未來的設計升級。

系統中越來越需要測量大范圍電流，從微小電流一直到幾安培電流。例如，在以下情況下，確定系統中高動態范圍的電流流動或消耗情況：

在高達80V的高電壓電平（共模電平）應用中，由外部的簡單電流檢測放大器(CSA)（但為了使結構達到精度和準確性要求，集成電路的設計比較復雜）和檢測電阻器組成的方案可以解決電 流測量時的大多數問題。電流檢測放大器目前具有出色的準確度和精度，滿足實現微安級電流的要求，同時保持更好的信噪比(SNR)性能，從而提供系統設計所需的測量分辨率。

然而，為設計人員選擇優化的CSA并不是一件容易的事情。有一些權衡因素需要考慮（圖2）：

由于差分電壓范圍由電流檢測放大器的選擇來設定，因此增加RSENSE值可以提高較低電流值的測量精度，但在較高的電流下功耗較高，這可能是不可接受的。另外，檢測電流的范圍也有所降低（I_MIN?: I_MAX)。

降低R_SENSE值更有利，因為它減少了電阻的功耗，增大了檢測電流范圍。降低R_SENSE值可降低信噪比（可以通過計算平均值，取平均輸入噪聲來改善信噪比）。

應當注意的是，在這種情況下，設備的偏移會影響測量的精度。通常，會在室溫下進行校準，以提高系統精度，通過增加某些系統的測試成本來消除失調電壓。

此外，輸入差分電壓范圍(V_SENSE)取決于電源電壓或內部/外部基準電壓和增益：

在任何實現高電流范圍的應用中，目的都是在既定的精度預算下最大限度地擴大動態范圍，這一般通過以下公式來估算：

大多數CSA的V_SENSE-RANGE通常是100mV，輸入失調電壓約為10μV。

請注意，如果選擇V_{SENSE_MIN}作為10xV_OS系數，則在未校準系統中，最多可得出30年±10%的誤差。

同樣，如果選擇100xV_OS，則可以達到±1%的誤差范圍，但動態范圍會縮減到20年。因此，在動態范圍和精度之間存在一個權衡：收緊精度預算會減少V_{SENSE_MIN}所決定的動態范圍，反之亦然。

有一點需要注意，在C_SA?+ R_SENSE系統中，R_SENSE（容差和溫度系數）通常是系統總精度的瓶頸。

與電量計、帶集成芯片電阻器的C_SA、使用運算的差分放大器的分立式器件實現等其它替代方案相比，它簡單、可靠且成本合理，仍然是行業中監控/測量系統電流的有效做法。也有更高級別容差和溫度系數檢測電阻，只是價格比較高。應用在溫度范圍內的總誤差預算需要與R_SENSE產生的誤差相當。

代替外部檢流電阻,在V_DD輸入和負載(LD)輸出之間配置集成檢測器件，能夠測量100uA至3.3A的系統負載電流(I_LOAD)。增益為1/500的內部增益塊提供輸出電流ISH，即?。在ISH電流輸出和接地間連接一個160Ω電阻，可得到0V至1V的VISH電壓輸出。

在負載電流為3A時，檢測元件裝置上V_DD和LD之間的壓降約為60mV（曲線圖1），相當于僅有180mW的功耗，而在較低的電流值下，觀察到的檢測100μA范圍的總誤差在10%左右（曲線圖2）。該方案在較高電流負載下功耗較小，在較低電流水平下仍能保持較好的誤差預算，優于圖1中的傳統檢測電路。因此，需要更大電流檢測范圍（最高可達3A）的應用可以從這個方案中受益。

圖4是圖3的輸入電壓范圍擴展，其中U1的電源電壓現在可以接受更高的線路電壓，可高達6V至36V。齊納二極管(D1)將V_DD和PFET(M1)柵極之間的電壓維持在5.6V。高壓線路的大部分被M1吸收，M1的源電壓鉗位在與V_DD輸入電壓相差大約4V-4.5V的水平，從而將U1的工作電壓(V_DD-V_SS)維持在正常工作范圍內（曲線圖3）。然后，這個M1的源電壓為M2 PFET的柵極電壓提供偏置。M2 P_FET源電壓處于V_SS?(U1) + V_TH?(M2)的水平，確保U1 ISH輸出在可接受的電壓水平內。ISH電流輸出和R1相對于接地端產生0至1V的輸出電壓。

圖4中使用的建議組件

下面是圖4電路的實驗結果。

通過使用MAX40016的無電阻檢測解決方案，實現了4階十倍程的電流檢測解決方案，工作范圍擴大到了36V。

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