圖1. 三相三橋臂變換器相電壓，電流波形，
電流THD=3.23%
圖2. 三相四橋臂變換器相電壓，電流波形，
電流THD=4.83%
在導通特性方面，由于IGBT的PNP+NPN結構，在集電極側產生額外的PN結電壓，因此其輸出特性會包括來自PN結的轉折電壓降，而SiC MOSFET的輸出特性曲線在到達飽和區之前則類似于正比例直線，這使得在低電流區域，SiC MOSFET的導通損耗顯著更小，如圖3所示。此外，SiC MOSFET可以反向導通，電流通過溝道從源極流向漏極，其導通電阻非常小。因此，在實際應用中，建議使用這種同步整流模式，盡量減少死區時間可以幫助減小體二極管的導通時間，進一步減少導通損耗。
圖3. 同電流規格SiC MOSFET與IGBT損耗對比
在開關特性方面， SiC材料具有比Si材料更高的電子漂移速度，同時由于SiC MOSFET的單極導電特性，相比IGBT，關斷時不存在拖尾電流現象，因此關斷損耗大大降低。由于SiC二極管非常小的反向恢復能量，SiC MOSFET的開通損耗也遠小于Si IGBT。如圖3所示， SiC MOSFET在相同電流下表現出顯著更低的開關損耗和更低的溫度相關性。
通過PLECS仿真定量比較IGBT應用于T-NPC 三相四橋臂變換器和SiC MOSFET應用于兩電平三相四橋臂變換器的性能差異，以工商業PCS離網放電工況為例，分別在負載均衡和不平衡情況下進行對比。結果表明，在相同的相電流THD指標下，SiC解決方案在損耗、效率、濾波電感參數減小、系統簡化等方面具有優勢。
圖4. 兩電平SiC MOSFET方案
圖5. 三電平IGBT方案
以額定功率125kW PCS為例，對于兩電平SiC方案，應用IMZA120R030M1H 6并聯，對于T-NPC IGBT方案，豎管采用IKY75N120CH7 6并聯，橫管采用IKZA75N65EH7 6并聯，其他仿真條件如下表所列：
(1) 負載平衡，110%長期過載工況下，IGBT受限于開關損耗，開關頻率通常小于20kHz。為了實現相同的總諧波失真（THD），以THD=3.15%為例，兩電平SiC方案的濾波電感為142uH，而T-NPC方案的濾波電感需要增加到223uH。對于SiC方案，單個SiC MOSFET的損耗約為36.3W，最大結溫為132.3℃，PCS效率達到99.03%（僅考慮功率半導體損耗）。對于T-NPC IGBT方案，豎管（如T1）是損耗最高的功率器件，單個IGBT的損耗約為35.5W，由于芯片尺寸更大，最高結溫為116.5℃，但整體效率低于前者，為98.58%。因為三相負載平衡，N線電流非常小，第四橋臂功率器件的損耗非常低。
圖6. 兩電平SiC方案相電壓電流波形，電流THD=3.15%
圖7. 三電平IGBT方案相電壓電流波形，電流THD=3.14%
綜上，在三相負載平衡條件下，應用兩電平SiC方案可以簡化電路拓撲，功率器件數量減少50%，相同相電流THD下，濾波電感感值減少36%，效率提升約0.5%。
(2) 100%負載不平衡工況意味著某一相與第四橋臂共同構成單相輸出，其余兩相不工作。仿真以110%過載條件下單相全功率輸出為例，即單相輸出功率為：
對于兩電平SiC方案，T1/T2和T7/T8的損耗相當，分別為34.5W和34.3W。但是，它們的最大結溫相差6℃，分別為129.8℃和123.8℃，如圖8所示。這是因為第四橋臂相當于輸出三倍頻成分，體現在功率器件上為較小的結溫波動。對于三電平IGBT方案，以A相為例，豎管T1/T4的損耗與三相負載平衡條件下相同，為35.3W，最高結溫為116.2℃。然而，在100%不平衡條件下，第四橋臂的橫管導通時間較長，T14/T15的損耗為19.0W，D14/D15的損耗為19.5W，且導通損耗占較大比例。因此仿真中第四橋臂橫管會成為結溫最高點，為128.5℃。總體來看，在100%不平衡負載工況下，兩種方案的最高結溫差異很小。
圖8. 兩電平SiC方案T1/T2與T7/T8不同的結溫波動
總結
參考閱讀
《三相四線變換器拓撲與原理簡介》
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