來源 | 電巢射頻
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微波混合集成電路（hybrid modules）比較嬌貴，比如SIP（system in package)、MCM、COP以及變頻組件中微組裝部分，平時調試以及查看電路時，手指不要觸碰到金絲或者裸芯片，否則會碰斷金絲，嚴重時會破壞芯片。作者附注：我們經常玩微組裝的同事應該知道，微組裝后的半成品一般放置在無塵的環境中，在調試時最好帶靜電腕帶，穿防護服，帶好口罩防止唾沫噴濺到芯片上。場效應晶體管的最小噪聲系數隨頻率線性變化，直到 fmax。這個相關的規則來自約翰，他也提供了一個參考(謝謝!)最小噪音值隨頻率二次變化，直到最大值。一個FET的最小噪聲系數（NFmin）隨頻率是線性變化的，直到Fmax。一個BJT的最小噪聲系數則是隨頻率按平方關系變化，直到Fmax。讀者附加說明：因此，根據項目成本和綜合效果考慮，選擇適用于工作頻率且具有可接受的增益和噪聲系數的BJT、JEFT 、HBT、HEMT和MESFET等。工作頻率在6GHz 以下時，大多使用雙極晶體管；工作頻率在6GHz 以上時，大多選用場效應晶體管。而且，通常要求晶體管的截至頻率大于或等于2-3 倍的工作頻率。低噪聲放大器則要求截止頻率更高一些。在相同的基板介質材料和金屬工藝條件下（說白了，就是環境以及電路板不變條件），分支線耦合器的損耗隨頻率的平方根減小。原因之一是存在qufu效應。作者附注：不知道大家讀了這句話有啥體會沒有，是不是覺得學了趨效應后沒有把思路展開。我們只是知道存在趨膚效應，所以在微帶線設計時考慮不同頻率的鍍層厚度要求。當然了，如果你學會統計，不同電路有不同的規律，一旦掌握了這個規律，再次設計時就會有相應的參考。比如分支線耦合器，如果知道存在趨膚效應公式，趨膚深度公式為d=k*66.1/f^0.5(mm)，分支線耦合器主路可以近似認為微帶線考慮，其損耗主要由介質損耗和導體損耗組成。工作在10GHz以下時，微帶線的導體損耗比介質損耗大得多，導體損耗可近似為R0/2Z0。R0和趨膚深度成反比，隨著頻率的升高，趨膚深度越小，R0越大，因此，微帶線損耗和趨膚深度成平方根變化。我認為老外說的這句話是有條件的，可能作者沒有考慮到頻率，如果頻率超過10GHz，那么不會隨頻率成平方根變化關系。所以，老外說的話不一定靠譜。如果使用1/2盎司或者更厚的銅板，不必擔心qufu深度問題，條件是工作頻率不低于200MHz。如果在微波頻段下工作，比1/2盎司更厚的銅皮并不會減小損耗，因為你可以達到最大的表面電導率。但是如果你正在研究高功率，高電流的固態放大器的偏置電路，那么加入更多的銅可以減少損耗，因為所有的銅都用于傳導。“趨膚深度問題”是指你沒有達到至少三(最好是五)趨膚深度，所以你沒有盡最大努力減少損失。作者附注：還是要注意頻率、功率、溫度和qufu深度的關系。像微波輻射這樣的電磁能量在自由空間中以每納秒一英尺的速度傳播。在聚四氟乙烯絕緣同軸電纜中，它在1.5納秒內移動1英尺。在波導中，速度是頻率的函數，由于色散。在輸出端測量時，放大器的三階截距點通常比它的1dB壓縮點高10 dB，這相當于在輸入端測量時高出9dB。但也有例外，最新的phemt設備的toi通常比你預期的要高，所以如果你的放大器開始壓縮大約20 dbm (out)，那么toi可能是大約30 dbm。如果另一只放大器還能（在某種程度上）工作，那么用在功放輸出端的正交耦合器（例如Lange）中的隔離電阻要能承受25%的總功率。否則已調配混合電路（Hybrid）總功率的10%，或者功放總功率的5%都會落在MMIC功放芯片上。對于給定的開關臂設計，單刀雙擲開關（SPDT）會比一個類似的單刀單擲開關（SPST）的隔離度高6dB，條件是開關的“直通”臂接匹配負載。對于直徑1mil的金絲，寄生的電感量約等于其長度，長度40mil的鍵合線電感量約為1nH。“集總元件” 在其最大使用頻率下任何結構的特征都不能超過1/10的波長。微帶板的厚度在其最大工作頻率下不應超過1/10的波長，否則會失效。你怎么知道看一下就知道波導管的編號涵義？Wr 數字代表寬邊的尺寸，除以10，單位是mil。
作者附注：中 華 人 民 共 和 國 國 家 標 準空 心 金 屬 波 導 名詞術語 按GB2 900.1《 電工名詞術語基本名詞術語》的規定。J— 普通矩形；
B— 扁矩形；
Z—中等扁矩形；
F— 方形；
Y— 圓形。
c．一個表征特定波導規格的數字。該數字表示波導的頻率特性，并以10OMHz的倍數近似地表示主模頻率范圍的幾何平均頻率。例如：BJ 1 00表示一種22.86 0mmX 1 0.16 0mm，主模的中心頻率約為10GHz的普通矩形波導。要記住矩形波導中哪個是 E 面，哪個是 H 面，一個很好的方法就是當你彎曲它的時候，E面“容易彎曲” ，而H 面“很難彎曲”。對于硅或硅鍺，110攝氏度是可靠工作的最高結溫(MTTF=1000,000)。除了硅工藝 ldmos，它可以運行高達175攝氏度，800年。GaAsFET (或 HEMT)溝道溫度不應超過150 ℃，以便長期可靠運行。對于氮化鎵 HEMT (GaN)來說，175 ℃是最大溝通溫度的一個很好的規律。為了消除雜散模式，在最大工作頻率下，封裝的寬度一般不應超過自由空間中波長的一半。作者附注：結構工程師的事情，和射頻設計師啥關系啊，但是一般結構工程師可能不知道，所以還是要射頻設計師來推動結構工程師來進行本征模式仿真。老外終于用了”一般“兩個字，有時候腔振現象不僅僅是本征特性，當射頻能量較高或者鏈路增益較高（腔體沒有有效增益分段隔離）時，各個模式的腔振現象時有發生。對于微帶線和帶狀線曲線，在 x 波段及以下使用最小半徑為三線寬度。在更高的頻率，使用最小半徑為五線寬度。更好的是，用最佳斜面而不是曲面。脈沖信號10% 到90% 的上升時間，以納秒為單位，大約等于0.35除以網絡帶寬，以 GHz 為單位。如果你試圖使用四分之一波長枝節實現射頻短路，使用低阻抗線，或更好的是，使用扇狀枝節。作者批注：這句話應用的是四分之一波長微帶線匹配理論，根據Zin=Z0×[ZL+ Z0*j*tg(2π/λ×L)]/ [Z0+ ZL*j*tg(2π/λ×L)]將L=1/4λ,ZL=0(電容阻抗近似等于0)，得Zin=Z0×j*tg（1/2×λ）=無窮大，所以可以對射頻信號來說就過不去，還可以做阻抗變換器 Zin =Z0的平方/ZL。由于相長干涉，兩個相同錯配的單個回波損耗比兩個錯配的最壞情況下觀測到的回波損耗一起測量的單個回波損耗好6分貝。作者批注：什么是相長干涉呢？接收信號是兩個頻率為f的電波的疊加，其相位差為θ，當θ為2π的整數倍時，兩個電波相長疊加，接收信號增強。所以稱兩個電波相長干涉。進一步說明，相長干涉一般可以寫成exp(-ikx)+exp(-ikx)相消干涉可以寫成exp(-ikx)+exp(-ikx+pi)駐波可以寫成exp(-ikx)+exp(ikx)物理含義上，相長干涉可以認為兩個一樣的波向著同一個方向傳播。兩個相似的失配可以通過把它們間隔大約1/4（或許3/4）波長放置就可以彼此抵消。這條規則通常被用于PIN二極管開關和限幅器設計中。注意一點，容性并聯的VSWR只需要略小于1/4波長就可以相抵消，而感性并聯的失配則需要略大于1/4波長。想要正確記憶Ku/K/Ka雷達波段的順序嗎？K是中間頻段（18-27GHz），而Ku波段頻率更低（K-‘以下’），Ka波段頻率更高（K-‘以上’）。如果芯片衰減器用導電膠裝配在諸如 duroid 或 FR-4之類的電路板上，那么至少可以通過1/16W功率; 如果用導電環氧樹脂安裝在金屬上，那么可以通過1/4W; 如果用焊料安裝在金屬散熱器上，那么可以通過1/2W。對于10分貝的衰減(90%功耗) ，輸入電阻要承受最大輸入功率的1/2。對于一個20分貝的衰減(99% 功耗) ，承受最大輸入功率的80% 。對于較高的衰減值，輸入電阻承受全部射頻輸入功率。設計波導開縫時，告訴你的機械工程師一定沿著H面進行開縫。如果沿著E面開縫，自找麻煩，因為波導需要從這個接縫處導射頻電流，導致很高的損耗和很差的VSWR。對于 n 路電阻器功率分配器，分配效率為(1/n) ^ 2。比較一下無損功率分配器，分配效率為(1/n)，你會發現電阻分配器極其低效(而且隨著增加的支路越來越多而變得越來越糟) ，但是對于一些應用來說，它們提供了一個廉價的寬帶解決方案。對于阻抗匹配放大器，只要它的 s21和 s12的比值至少低20分貝，它在一個端口上看到的阻抗匹配不會影響它在另外一個端口上提供的阻抗匹配，示例: 您正在設計一個接收器，其中混頻器在IF 端口有一個非常糟糕的匹配，比如3:1 VSWR，或 -6 dB回波損耗。混頻器之后是 GaAs HBT 放大器，其中 S21(增益)為23分貝，S12(反向隔離)為 -25分貝。你有麻煩了，因為信號往返通過放大器只有 -2dB的差值，所以你的接收器，輸出匹配將只有比3:1匹配的混頻器好2dB，或 -8dB回波損耗。混頻器RF輸入的P1dB壓縮點一般比LO驅動功率低6dB。但我們也見過一些P1dB比LO功率低10dB～0dB的例子，因此建議參考混頻器手冊。固定柵壓偏置的MESFET或PHEMT放大器增益的溫度系數一般是-0.007dB/℃/級。自偏置式的放大器增益溫度系數要低得多（增益隨溫度變化小得多）。介電常數最大的電容材料，通常隨溫度的變化也最大。當涉及到電容器材料，具有最高的介電常數的材料隨溫度變化最惡劣。如果你忘記在接收器的設計中加入鏡頻抑制，那么噪聲系數可能增加3dB。大約20dB的鏡頻抑制就能消除幾乎全部的折疊噪聲。使用微波功率計測量高功率時，將你的直線型同軸衰減器按照最靠近功率源為3dB、6dB……的順序級聯，這樣各衰減器發熱最少，而且一定要仔細檢查擰到功率源上每一級衰減器的輸出功率！如果你的天線和同軸電纜沒有被雷擊或者物理損壞，那么使用頻譜分析儀來檢查你的發射機的輸出。也許你看到的是劣質發射機的諧波，而不是劣質同軸電纜或天線。 一個濾波器的群時延幾乎跟其階數是成正比的，與濾波器的帶寬成反比（帶寬小的濾波器群時延更大）。該“推論”來自于Chip（人名），我們還沒時間仔細檢驗：通帶邊沿處的插入損耗等于通帶中心處的插入損耗乘以通帶邊沿處的群時延與通帶中心處的群時延的比值（即插入損耗與信號在濾波器中的時長成正比）。共面波導（CPW）的有效介電常數其實就是基板介質與真空介電常數的平均值，例如GaAs的Er=12.9，那么CPW的有效介電常數就是(12.9+1)/2=6.95。混頻器的噪聲系數約等于其變頻損耗，或許還稍微小一點。一個變頻損耗為-6dB的混頻器噪聲系數可能是5.5dB。應該在推薦的LO驅動功率下測量混頻器三個端口的回波損耗，否則結果會很差。為了最佳的LO-IF端口隔離度，一定要從RF巴倫抽頭作為IF輸出，而不是LO巴倫。這樣的話LO抑制應該能好20dB。特定面積天線的波束寬度與波長成正比，因此40GHz信號可以聚束到10GHz信號對應波束寬度的1/4。微帶或者帶狀線定向耦合器的耦合端口是最靠近輸入端口的那個，因為它是反向耦合器。波導寬邊定向耦合器的耦合端口則是最靠近輸出端口的那一個，因為它是正向耦合器。這是一條“僅供參考”的經驗法則，因為沒有任何支撐數據：對于有限地平面的微帶線，地平面的寬度至少需要五倍的介質厚度或者五倍的微帶線寬取大者。通過測量S參數來計算群時延，應將頻率間隔設置為相鄰頻點S21的相位差約10deg，如果相差小于10deg可能導致測量結果容易跳動，而如果相差大于10deg則可能導致忽略掉群時延平坦度中隱含的一些真實問題。若你要問怎么計算頻率間隔，很抱歉得等我們想個公式出來……如果將開關元件的性能系數除以10（性能系數FOM=(1/(2pi*Ron*Coff)），你就得到了該元件能用于作為開關的最高工作頻率。因此MESFET開關最高能工作到大約26GHz，PHEMT開關大約工作到40GHz，PIN二極管開關可以工作到約180GHz。 數方塊數來計算蛇形彎折電阻的阻值時，每個拐角應算作1/2個方塊。開關的隔離度通常都是受限于封裝的隔離度，如果你設計一個60dB的開關，你應該仔細考慮如何封裝！線性無源器件的噪聲系數等于其損耗，以dB來計算，NF=S21(dB)。損耗為1dB的器件噪聲系數就是1dB。其實還有更多需要考慮的因素！上面的論述當且僅當該線性無源器件在室溫條件下才成立。你最好用噪聲溫度來分析這個問題。如果你的LNA或者接收機有20dB增益，那么后級貢獻的噪聲系數就很小了（除非后級的噪聲系數大到可怕！）只要20dB的鏡像抑制基本上就可以忽略掉鏡像折疊噪聲。最壞情況下鏡像折疊噪聲會導致接收機噪聲系數惡化3dB。帶狀線兩側邊沿被金屬覆蓋的最小寬度為5倍線寬時，才能以“常規”閉合形式的方程來計算阻抗。矩形波導的可接受的工作極限（大約）在下截止頻率的125％和189％之間。因此，對于WR-90，截止頻率為6.557 GHz，可接受的工作頻帶為8.2至12.4 GHz。對于給定的頻率，波導每單位長度的損耗最低。同軸電纜的損耗將大約高出10倍（以dB為單位）。MMIC（微帶線或共面波導）上的傳輸線損耗比同軸電纜差約10倍，或者是波導的100倍（但傳輸線的長度確實很小！）帶狀線通常取決于其幾何形狀，其損耗略高于同軸 。每當彎曲傳輸線時，要建模傳輸線的長度，您只需忽略彎曲所增加的額外長度。我們會說這只是一個近似值，如果線的有效長度對于設計成功至關重要，那么最好在Sonnet中對其進行仿真！如果您使用的半徑大于線寬的三倍，則傳輸線的阻抗特性與直線段幾乎無法區分。同軸電纜的阻抗不是中心導體的偏心率的強相關函數。您可以偏離50％，阻抗只會降低10％左右！請記住，只有中心導體偏離中心時阻抗才能減小，它永遠不會增大！設計同軸結構時，您永遠都不會完全同心。因此，始終將同軸結構設計為具有3-6％的較高阻抗，最終將獲得更好的匹配。Wilkinson的隔離度比源的回波損耗在其公共端口處的匹配要好6 dB。57. 威爾金森分流端口的回波損耗并不比威爾金森在其總端口看到的回波損耗更好。脈沖方式功率放大器的可接受電壓降為5％，這將使功率下降類似的量（5％，或大約四分之一dB）。因此，對于工作在8伏特的PHEMT放大器，允許的電壓降為0.4伏特。計算電荷存儲電容時，請使用此規則！對于微帶線，您可以通過將電介質厚度加倍來將金屬損耗（大約）減半。鋪設微帶板的頂層時，我們許多人都會進行地面填充。問題是距微帶線的距離有多近，特別是因為自動執行地面填充功能。答案是保持> 3W。這樣可以確保最小的附加損耗和對線路阻抗的影響。不同的損耗類型和頻率的關系上具有不同的模型。 金屬損耗與平方根頻率成正比。 介電損耗與頻率成正比。 電介質導體在整個頻率上是恒定的。作者批注：所以在某一條有一段話不太嚴謹，可能老外在這段文字里做了補充。考慮到由于電介質傳導率引起的傳輸線損耗時，如果電介質的電阻率大于10,000歐姆-厘米，則可忽略不計！這幾乎排除了除硅之外的所有基板，硅的范圍可以從1 Ohm-cm（損耗較大）到10,000 Ohm-cm（非常昂貴的浮區硅）。PTFE是1E18歐姆每厘米！讓我們稱其為建議的經驗法則（您的意見不勝感激！）如果每個波長的損耗小于0.1 dB，則傳輸線（同軸電纜，微帶CPW，帶狀線而不是波導）可被視為低損耗。波導通常將比該基準好10倍。作者批注：按照每個波長的損耗小于0.1dB來衡量傳輸線的效果未免太籠統，還是和頻率、材料、介質厚度、表面光滑度、工藝等有關系。而且，在頻率10GHz時，每個波長的損耗預計0.5dB，不太可能做到損耗0.1dB。對于帶狀線和微帶線，當特性阻抗減小時，衰減系數始終會減小。幾乎成比例；如果您可以使用25歐姆而不是50歐姆的傳輸線，則可以將損失減少近一半！這是與同軸電纜不同的結果，同軸電纜在衰減/阻抗曲線上有一個最佳點（空氣同軸電纜為77歐姆，填充PTFE的為52歐姆）。作者批注：這句話有意思。我們可不可以故意把微帶線做寬，然后到終端再匹配到合適的值呢？您可以預期的兩通道接收器的典型隔離度約為25 dB。對于雙通道MMIC，期望不超過30 dB。作者批注：此話針對MMIC。這條規則來自Cheryl ...如果您不想擔心模塊的金屬蓋會改變您設計的微帶電路的阻抗，請確保其最小高度為基板厚度的5倍，最小為最大線寬的5倍，以較大者為準。當固態放大器被脈沖持續100微秒或更長時間（“長”脈沖）時，它會達到準穩態結或通道溫度，因此對于熱和可靠性分析，這種情況可以認為與連續波相同 。在相同的工作條件下，要獲得脈沖操作的可靠性，您需要使用10 us或更小的脈沖（“短”脈沖）進行操作。HBT唯一擅長的是便宜且VCO的相位噪聲低，而較短的柵極長度pHEMT在所有其他方面都更好。表面粗糙度對微帶線的影響是由于導體損耗導致的衰減逐漸增大。如果RMS粗糙度約為趨膚深度的一倍，則導體衰減（alpha-c）會增加60％。如果表面粗糙度遠大于一個趨膚深度，則增加幅度為100％（理想損耗的2倍）。威爾金森功率分配器中需要多少個部分？用中心頻率除以最低頻率即可得到答案。因此，對于2-18 GHz，規劃五個部分。作者批注：一般一個倍頻程增加一級，2-18GHz3個倍頻程還多出來2GHz，則需要5個部分。老外這個結論是經驗呢還是理論推導呢？我暫不按照他的想法來，還是按照倍頻程的思路比較有自信一點。兩路威爾金森（Wilkinson）功率分配器，在隔離電阻中最壞情況下的功率耗散可以很容易地從兩個支路的回波損耗中計算出來（不需要諧波平衡）。 假設兩個支路看到的不匹配情況是2：1，則有11％的功率會反射回來，在最壞的情況下，所有功率都被消耗在隔離電阻中。2：1 VSWR為-9.54 dB回波損耗，而10 ^（-9.54 / 10）為11％。但是，僅當失配發生180度異相時才會發生這種情況（如果它們是同相的，反射功率將返回到Wilkinson輸入）。極端地講，如果負載為0 dB回波損耗，并且異相180度（如開路和短路），則威爾金森功分器的全部入射功率將消耗在隔離電阻器（威爾金森的輸入端口呈現匹配狀態！）－ The End －
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