2024年度常見電機的控制算法

電動車千人會 2024-06-14 12:20

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BLDC電機控制算法

無刷電機屬于自換流型(自我方向轉換)，因此控制起來更加復雜。

BLDC電機控制要求了解電機進行整流轉向的轉子位置和機制。對于閉環(huán)速度控制，有兩個附加要求，即對于轉子速度/或電機電流以及PWM信號進行測量，以控制電機速度功率。

BLDC電機可以根據(jù)應用要求采用邊排列或中心排列PWM信號。大多數(shù)應用僅要求速度變化操作，將采用6個獨立的邊排列PWM信號。這就提供了最高的分辨率。如果應用要求服務器定位、能耗制動或動力倒轉，推薦使用補充的中心排列PWM信號。

為了感應轉子位置，BLDC電機采用霍爾效應傳感器來提供絕對定位感應。這就導致了更多線的使用和更高的成本。無傳感器BLDC控制省去了對于霍爾傳感器的需要，而是采用電機的反電動勢（電動勢）來預測轉子位置。無傳感器控制對于像風扇和泵這樣的低成本變速應用至關重要。在采有BLDC電機時，冰箱和空調壓縮機也需要無傳感器控制。

空載時間的插入和補充

大多數(shù)BLDC電機不需要互補的PWM、空載時間插入或空載時間補償。可能會要求這些特性的BLDC應用僅為高性能BLDC伺服電動機、正弦波激勵式BLDC電機、無刷AC、或PC同步電機。

控制算法

許多不同的控制算法都被用以提供對于BLDC電機的控制。典型地，將功率晶體管用作線性穩(wěn)壓器來控制電機電壓。當驅動高功率電機時，這種方法并不實用。高功率電機必須采用PWM控制，并要求一個微控制器來提供起動和控制功能。

控制算法必須提供下列三項功能：

用于控制電機速度的PWM電壓
用于對電機進整流換向的機制
利用反電動勢或霍爾傳感器來預測轉子位置的方法

脈沖寬度調制僅用于將可變電壓應用到電機繞組。有效電壓與PWM占空度成正比。當?shù)玫竭m當?shù)恼鲹Q向時，BLDC的扭矩速度特性與以下直流電機相同。可以用可變電壓來控制電機的速度和可變轉矩。

功率晶體管的換向實現(xiàn)了定子中的適當繞組，可根據(jù)轉子位置生成最佳的轉矩。在一個BLDC電機中，MCU必須知道轉子的位置并能夠在恰當?shù)臅r間進行整流換向。

BLDC電機的梯形整流換向

對于直流無刷電機的最簡單的方法之一是采用所謂的梯形整流換向。用于BLDC電機的梯形控制器的簡化框架，如下圖所示。

在這個原理圖中，每一次要通過一對電機終端來控制電流，而第三個電機終端總是與電源電子性斷開。

嵌入大電機中的三種霍爾器件用于提供數(shù)字信號，它們在60度的扇形區(qū)內測量轉子位置，并在電機控制器上提供這些信息。由于每次兩個繞組上的電流量相等，而第三個繞組上的電流為零，這種方法僅能產生具有六個方向共中之一的電流空間矢量。隨著電機的轉向，電機終端的電流在每轉60度時，電開關一次（整流換向），因此電流空間矢量總是在90度相移的最接近30度的位置。

梯形控制：驅動波形和整流處的轉矩，示意圖如下。

因此每個繞組的電流波型為梯形，從零開始到正電流再到零然后再到負電流。

這就產生了電流空間矢量，當它隨著轉子的旋轉在6個不同的方向上進行步升時，它將接近平衡旋轉。

在像空調和冰霜這樣的電機應用中，采用霍爾傳感器并不是一個不變的選擇。在非聯(lián)繞組中感應的反電動勢傳感器可以用來取得相同的結果。

這種梯形驅動系統(tǒng)因其控制電路的簡易性而非常普通，但是它們在整流過程中卻要遭遇轉矩紋波問題。

BDLC電機的正弦整流換向

梯形整流換向還不足以為提供平衡、精準的無刷直流電機控制。這主要是因為在一個三相無刷電機（帶有一個正統(tǒng)波反電動勢）中所產生的轉矩由下列等式來定義：

轉軸轉矩= Kt [IRSin(o) + ISSin(o+120) +ITSin(o+240)]
? 其中：
? ? ? o為轉軸的電角度
? ? ? Kt為電機的轉矩常數(shù)
? ? ? IR, IS和IT為相位電流

如果相位電流是正弦的：IR ? = I0Sino; IS = I0Sin (+120o); IT ? = I0Sin (+240o)
?將得到：

轉軸轉矩= 1.5I0*Kt（一個獨立于轉軸角度的常數(shù)）

正弦整流換向無刷電機控制器努力驅動三個電機繞組，其三路電流隨著電機轉動而平穩(wěn)的進行正弦變化。選擇這些電流的相關相位，這樣它們將會產生平穩(wěn)的轉子電流空間矢量，方向是與轉子正交的方向，并具有不變量。這就消除了與北形轉向相關的轉矩紋波和轉向脈沖。

為了隨著電機的旋轉，生成電機電流的平穩(wěn)的正弦波調制，就要求對于轉子位置有一個精確有測量。霍爾器件僅提供了對于轉子位置的粗略計算，還不足以達到目的要求。基于這個原因，就要求從編碼器或相似器件發(fā)出角反饋。

BLDC電機正弦波控制器的簡化框圖，如下。

由于繞組電流必須結合產生一個平穩(wěn)的常量轉子電流空間矢量，而且定子繞組的每個定位相距120度角，因此每個線組的電流必須是正弦的而且相移為120度。采用編碼器中的位置信息來對兩個正弦波進行合成，兩個間的相移為120度。然后，將這些信號乘以轉矩命令，因此正弦波的振幅與所需要的轉矩成正比。結果，兩個正弦波電流命令得到恰當?shù)亩ㄏ啵瑥亩谡环较虍a生轉動定子電流空間矢量。

正弦電流命令信號輸出一對在兩個適當?shù)碾姍C繞組中調制電流的P-I控制器。第三個轉子繞組中的電流是受控繞組電流的負和，因此不能被分別控制。每個P-I控制器的輸出被送到一個PWM調制器，然后送到輸出橋和兩個電機終端。應用到第三個電機終端的電壓源于應用到前兩個線組的信號的負數(shù)和，適當用于分別間隔120度的三個正弦電壓。

結果，實際輸出電流波型精確的跟蹤正弦電流命令信號，所得電流空間矢量平穩(wěn)轉動，在量上得以穩(wěn)定并以所需的方向定位。

一般通過梯形整流轉向，不能達到穩(wěn)定控制的正弦整流轉向結果。然而，由于其在低電機速度下效率很高，在高電機速度下將會分開。這是由于速度提高，電流回流控制器必須跟蹤一個增加頻率的正弦信號。同時，它們必須克服隨著速度提高在振幅和頻率下增加的電機的反電動勢。

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起相位滯后和電機電流中的增益誤差，速度越高，誤差越大。這將干擾電流空間矢量相對于轉子的方向，從而引起與正交方向產生位移。

當產生這種情況時，通過一定量的電流可以產生較小的轉矩，因此需要更多的電流來保持轉矩。效率降低。

隨著速度的增加，這種降低將會延續(xù)。在某種程度上，電流的相位位移超過90度。當產生這種情況時，轉矩減至為零。通過正弦的結合，上面這點的速度導致了負轉矩，因此也就無法實現(xiàn)。

AC電機算法

標量控制

標量控制（或V/Hz控制）是一個控制指令電機速度的簡單方法。

指令電機的穩(wěn)態(tài)模型主要用于獲得技術，因此瞬態(tài)性能是不可能實現(xiàn)的。系統(tǒng)不具有電流回路。為了控制電機，三相電源只有在振幅和頻率上變化。

矢量控制或磁場定向控制

在電動機中的轉矩隨著定子和轉子磁場的功能而變化，并且當兩個磁場互相正交時達到峰值。在基于標量的控制中，兩個磁場間的角度顯著變化。

矢量控制設法在AC電機中再次創(chuàng)造正交關系。為了控制轉矩，各自從產生磁通量中生成電流，以實現(xiàn)DC機器的響應性。

一個AC指令電機的矢量控制與一個單獨的勵磁DC電機控制相似。在一個DC電機中，由勵磁電流IF所產生的磁場能量Φ F與由電樞電流IA所產生的電樞磁通ΦA正交。這些磁場都經(jīng)過去耦并且相互間很穩(wěn)定。因此，當電樞電流受控以控制轉矩時，磁場能量仍保持不受影響，并實現(xiàn)了更快的瞬態(tài)響應。

三相AC電機的磁場定向控制（FOC）包括模仿DC電機的操作。所有受控變量都通過數(shù)學變換，被轉換到DC而非AC。其目標的獨立的控制轉矩和磁通。

磁場定向控制（FOC）有兩種方法：

直接FOC:?轉子磁場的方向(Rotor flux angle)?是通過磁通觀測器直接計算得到的

間接FOC:?轉子磁場的方向(Rotor flux angle)?是通過對轉子速度和滑差(slip)的估算或測量而間接獲得的。

矢量控制要求了解轉子磁通的位置，并可以運用終端電流和電壓（采用AC感應電機的動態(tài)模型）的知識，通過高級算法來計算。然而從實現(xiàn)的角度看，對于計算資源的需求是至關重要的。

可以采用不同的方式來實現(xiàn)矢量控制算法。前饋技術、模型估算和自適應控制技術都可用于增強響應和穩(wěn)定性。

AC電機的矢量控制：深入了解

矢量控制算法的核心是兩個重要的轉換: Clark轉換，Park轉換和它們的逆運算。采用Clark和Park轉換，帶來可以控制到轉子區(qū)域的轉子電流。這種做充許一個轉子控制系統(tǒng)決定應供應到轉子的電壓，以使動態(tài)變化負載下的轉矩最大化。

Clark轉換：Clark數(shù)學轉換將一個三相系統(tǒng)修改成兩個坐標系統(tǒng)：

其中ia和ib正交基準面的組成部分，ic是不重要的homoplanar（同平面）部分。三相轉子電流與轉動參考系的關系如下圖所示。

Park轉換：Park數(shù)學轉換將雙向靜態(tài)系統(tǒng)轉換成轉動系統(tǒng)矢量：

兩相α, β幀表示通過Clarke轉換進行計算，然后輸入到矢量轉動模塊，它在這里轉動角θ，以符合附著于轉子能量的d, q幀。根據(jù)上述公式，實現(xiàn)了角度θ的轉換。

AC電機的磁場定向矢量控制的基本結構

Clarke變換采用三相電流IA, IB 以及 IC，來計算兩相正交定子軸的電流Isd和 Isq。這兩個在固定座標定子相中的電流被變換成Isd 和Isq，成為Park變換d, q中的元素。其通過電機通量模型來計算的電流Isd, Isq 以及瞬時流量角θ被用來計算交流感應電機的電動扭矩。矢量控制交流電機的基本原理圖如下。

這些導出值與參考值相互比較，并由PI控制器更新。

基于矢量的電機控制的一個固有優(yōu)勢是，可以采用同一原理，選擇適合的數(shù)學模型去分別控制各種類型的AC, PM-AC 或者 BLDC電機。

BLDC電機的矢量控制

BLDC電機是磁場定向矢量控制的主要選擇。采用了FOC的無刷電機可以獲得更高的效率，最高效率可以達到95%，并且對電機在高速時也十分有效率。

步進電機控制算法

如下是步進電機控制示意圖:

步進電機控制通常采用雙向驅動電流，其電機步進由按順序切換繞組來實現(xiàn)。通常這種步進電機有3個驅動順序：

單相全步進驅動：

在這種模式中，其繞組按如下順序加電，AB/CD/BA/DC (BA表示繞組AB的加電是反方向進行的)。這一順序被稱為單相全步進模式，或者波驅動模式。在任何一個時間，只有一相加電。

雙相全步進驅動：

在這種模式中，雙相一起加電，因此，轉子總是在兩個極之間。此模式被稱為雙相全步進，這一模式是兩極電機的常態(tài)驅動順序，可輸出的扭矩最大。

半步進模式：

這種模式將單相步進和雙相步進結合在一起加電：單相加電，然后雙相加電，然后單相加電…，因此，電機以半步進增量運轉。這一模式被稱為半步進模式，其電機每個勵磁的有效步距角減少了一半，其輸出的扭矩也較低。

以上3種模式均可用于反方向轉動(逆時針方向)，如果順序相反則不行。

通常，步進電機具有多極，以便減小步距角，但是，繞組的數(shù)量和驅動順序是不變的。

通用DC控制算法

通用電機的速度控制，特別是采用2種電路的電機：

相角控制
PWM斬波控制

相角控制

相角控制是通用電機速度控制的最簡單的方法。通過TRIAC的點弧角的變動來控制速度。相角控制是非常經(jīng)濟的解決方案，但是，效率不太高，易于電磁干擾(EMI)。通用電機的相角控制示意圖如下。

以上示圖表明了相角控制的機理，是TRIAC速度控制的典型應用。TRIAC門脈沖的周相移動產生了有效率的電壓，從而產生了不同的電機速度，并且采用了過零交叉檢測電路，建立了時序參考，以延遲門脈沖。

PWM斬波控制

PWM控制是通用電機速度控制的，更先進的解決方案。在這一解決方案中，功率MOFSET，或者IGBT接通高頻整流AC線電壓，進而為電機產生隨時間變化的電壓。

上圖，是通用電機的PWM斬波控制的示意圖。其開關頻率范圍一般為10-20 KHz，以消除噪聲。這一通用電機的控制方法可以獲得更佳的電流控制和更佳的EMI性能，因此，效率更高。

來源：?單片機與嵌入式

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